9. Регулювання в підсилювачах низької частоти
9.1. Регулювання підсилення в підсилювачах низької частоти
В підсилювальних пристроях широко використовуються схеми регулювання підсилення та тембру. Регулювання підсилення дозволяє підтримувати підсилення пристрою незмінним при заміні підсилювальних елементів, їх старінні, зміні амплітуди вхідного сигналу, а також захищає підсилювач від перевантажень при надто високому рівні вхідного сигналу.
Регулювання підсилення можна виконувати плавно (плавне регулювання) або стрибкоподібно (сходинчасте регулювання). Основними та найбільш поширеними способами регулювання підсилення є: потенціометричне регулювання, регулювання підсилення за рахунок зміни режиму роботи підсилювального елемента та регулювання підсилення зворотним зв’язком. Регулятор підсилення звичайно входить у вхідне коло підсилювача або в його вхідні каскади, щоб не перевантажувати підсилювальні елементи при збільшенні амплітуди вхідного сигналу.
Основним параметром регулювання є глибина регулювання, яка дорівнює відношенню коефіцієнтів підсилення підсилювача в двох крайніх положеннях регулятора підсилення:
EMBED Equation.3 . (9.1)
або
D [дБ] =20 lg D (9.2)
Найбільш поширеним типом регулювання підсилення є плавне регулювання при допомозі змінного резистора (рис. 9.1). Оскільки підсилювальні каскади на біполярних транзисторах мають низький вхідний опір, в них найчастіше використовується послідовне ввімкнення регулюючого резистора (рис. 9.1,а). В каскадах з польовими транзисторами регулюючий резистор вмикають в схему паралельно до входу (рис. 9.1,б).
EMBED Word.Picture.8
Якщо регулювання підсилення вводять для підтримування постійним коефіцієнта підсилення при заміні елементів або їх старіння, то необхідна глибина невелика регулювання – 10 ? 20 дБ, що відповідає зміні коефіцієнта підсилення в 3 ? 10 разів. Для регулювання використовують змінні резистори з лінійним характером зміни опору (змінні резистори типу А). Відчуття гучності звуку пропорційне логарифму рівня сигналу, а для регулювання необхідно мати велику глибину – не менше 40 дБ. Тому в цьому випадку використовують резистори з логарифмічним знаконом зміни опору (змінні резистори типів Б та В). Переваги такого регулювання – простота, недолік – зміна частотної, фазової та перехідної характеристик при зміні положення регулятора, а також появи на вході підсилювача шумів внаслідок непостійності контакту, тому плавне регулювання слід використовувати в каскадах, де рівень сигналу перевищує 5 ? 10 мВ і де верхня гранична частота не перевищує декілька сотень кілогерців. Значення опору регулюючого резистора необхідно знаходити з умови:
EMBED Equation.3 . (9.1)
Для того, щоб частотні характеристики підсилювача помітно не змінювались зі зміною положення регулятора підсилення, необхідно при проектуванні каскадів враховувати зміну частотних характеристик при зміні положення регулятора підсилення.
Якщо підсилення потрібно змінювати стрибками і в певне число разів, то використовують сходинчате потенціометричне регулювання підсилення. При використанні такого регулювання у високоякісній апаратурі звукової частоти стрибок регулювання беруть не більшим 1 – 2 дБ, щоб не відчувати на слух. Перевагою такого регулювання є можливість отримання великої глибини регулювання, яка може перевищувати 120 дБ. Найбільше застосування має сходинчасте регулювання з окремими дільниками на кожну сходинку регулювання (рис. 9.2).
EMBED Word.Picture.8
Сходинчасте регулювання підсилення можна зробити частотно-незалежним, тобто таким, що не вносить частотних спотворень в широкому діапазоні частот. Для цього до кожної ланки дільника підмикають конденсатори (рис. 9.3.). Для такого дільника повинна виконуватися умова:
EMBED Equation.3 . (9.4)
При розрахунку ємностей конденсаторів С1 та С2 необхідно враховувати ємність монтажу та вхідну ємність навантаження регулятора підсилення. Регулювання підсилення можна здійснити також зміною напруги зміщення на керуючому електроді підсилювального елемента, оскільки при цьому буде зміцнюватися крутизна характеристики і, відповідно, коефіцієнт підсилення каскаду (рис. 9.4).
EMBED Word.Picture.8
Така схема забезпечує регулювання підсилення в межах 10 – 20 дБ, оскільки при великому зміщенні робочої точки транзистора появляються нелінійні спотворення і зростає нерівномірність підсилення при лінійному регулюванні. Таке регулювання застосовують у вихідних каскадах, де рівень сигналу є малим. Переваги такого методу регулювання підсилення: відсутність впливу положення регулятора на частотну характеристику підсилювача, відсутність додаткових шумів при регулюванні, можливість дистанційного регулювання підсилення, оскільки регулюючий резистор розміщений не в сигнальному полі. Можливим є регулювання підсилення за допомогою від’ємного зворотного зв’язку (рис. 9.5).
В цій схемі регулювання здійснюється резистором емітерної стабілізації R4. При збільшенні частини резистора R4, яка не блокована конденсатором С2, збільшується від’ємний зворотний зв’язок і зменшується коефіцієнт підсилення. При такому регулюванні підсилення робоча точка транзистора практично не змінюється. Це дозволяє проводити регулювання підсилення як в каскадах з малою, так і з великою амплітудою сигналу без збільшення нелінійних спотворень сигналу. Можливе регулювання підсилення 20...30 дБ. Недолік такої схеми регулювання – підйом амплітудно-частотної характеристики в ділянці верхніх частот.
На сьогоднішній день в якісній апаратурі підсилення для формування якісного вихідного сигналу застосовують тонкомпенсовані регулятори підсилення, які збільшують підсилення як на низьких, так і на високих частотах при зменшенні рівня сигналу регулятором. Їх застосування пов’язане зі зменшенням чутливості вуха людини до низьких і високих частот при малій гучності звуку.
9.2. Регулювання тембру в підсилювачах низької частоти
EMBED Word.Picture.8
Для плавної зміни частотної характеристики в ділянці верхніх та нижніх частот використовують схеми регулювання тембру, які є частотно-залежними ланками. Їх встановлюють між каскадами або в колі зворотного зв’язку підсилювача. Одна із схем регулювання тембру в ділянці нижніх частот та її частотна характеристика наведені на рис. 9.6.
Таку схему зручно вмикати на вході підсилювача до роздільного конденсатора. Найпростіша схема, яка дозволяє плавно знижувати підсилення в ділянці верхніх частот і його частотні характеристики для різних положень регулятора резистора наведені на рис. 9.7.
EMBED Word.Picture.8
Існують і більш складні схеми регуляторів тембру, які дозволяють плавно зменшувати і збільшувати підсилення як на нижніх, так і на верхніх частотах. До них відносяться, наприклад, регулятори тембру мостового типу (рис. 9.8).
EMBED Word.Picture.8
В цій схемі резистор R1 регулює загальний коефіцієнт підсилення, R6 – підсилення в ділянці нижніх частот, R9 – підсилення в ділянці верхніх частот. Якщо в підсилювачі виникає необхідність регулювати підсилення, а також тембр як в ділянці нижніх, так і в ділянці верхніх частот, то для усунення впливу положення одного регулятора на характеристику іншого їх бажано розташувати в різних каскадах.
Типова схема регулювання тембру, ввімкнена в коло зворотного зв’язку, наведена на рис. 9.9.
EMBED Word.Picture.8
В цій схемі операційний підсилювач DA1 охоплений двома колами частотно-залежного зворотного зв’язку. Для правильного функціонування цієї схеми необхідне виконання умов: R1 = R3; C1 = C2; R5 = R7; C3 = C4. В ділянці верхніх частот конденсатори С1 і С2 шунтують резистор R2, тому положення середнього виводу не впливає на проходження високих частот. Аналогічно, в ділянці низьких частот не впливає середній вивід R6, оскільки конденсатори С3 і С4 мають великий опір в ділянці нижніх частот
Для вузькосмугової корекції АЧХ використовують регулятори тембру, які дозволяють регулювати АЧХ як у вузькій смузі частот, так і в широкій (інтегрально). Як правило, такі регулятори тембру являють собою набір вузькосмугових фільтрів з резонансними частотами, які розташовані у всьому звуковому діапазоні в логарифмічному масштабі. Підйом або спад підсилення кожного фільтра зручно виконувати змінними резисторами з повзунком, який має лінійне переміщення. В такому випадку послідовно розташовані на передній панелі підсилювача резистори всіх фільтрів наочно характеризують встановлену амплітудно-частотну характеристику регулятора тембру, що пояснює його назву – графічний коректор або графічний еквалайзер. Схема найпростішого шести смугового регулятора тембру наведена на рис. 9.10. Основу схеми складає диференційний підсилювач на транзисторах VT2…VT4, охоплений від’ємним зворотним зв’язком, що створюється ланкою R7, C2. Вибірні властивості визначаються послідовними RCL-контурами, підімкненими за допомогою змінних резисторів R9…R14 в коло прямої передачі або в коло від’ємного зворотного зв’язку. В першому випадку відповідний опір разом з резистором R5 утворює частотно-залежний дільник напруги з мінімальним коефіцієнтом передачі на резонансній частоті контуру. В іншому випадку проходить аналогічне послаблення зворотного зв’язку, тобто формується підйом амплітудно-частотної характеристики на частоті резонансу. Недолік такої схеми – обмежена добротність контурів і підвищення чутливості до зовнішніх полів за рахунок вузлів з намотуванням.
Для побудови графічних еквалейзарів з більшим числом частотних смуг найбільш прийнятними є смугові операційні ланки. Схема фільтрів другого порядку, яка має мінімальну кількість елементів, показана на рис. 9.11. З’єднавши групу смугових фільтрів, як це показано на рис. 9.12, можна сформувати багатоголосий регулятор тембру з будь-якою кількістю смуг регулювання.
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
10. Високоякісні попередні підсилювачі низької частоти
Основне призначення попередніх підсилювачів низької частоти, які часто називають каскадами лінійного підсилення, полягає в узгодженні рівнів та вихідних опорів різних джерел скоректованих сигналів з вхідними рівнями і опорами підсилювачів потужності. Як правило, у цих каскадах здійснюється регулювання гучності та стереобалансу. Попередні підсилювачі розташовують перед підсилювачами потужності, на вхід яких для досягнення номінальної вихідної потужності необхідно подати напругу порядку 1 В. Це створює жорсткі вимоги до попередніх підсилювачів по відношенню до їх власного коефіцієнта гармонік, перевантажувальної здатності і відносного рівня шумів та завад. Якщо за поріг помітності нелінійних спотворень повного підсилювача (попередній + вихідний підсилювач потужності) прийняти рівень, який відповідає коефіцієнту гармонік КГ = 0,3%, то попередній підсилювач повинен забезпечувати, щонайменше втроє менше значення КГ. Якщо після попереднього підсилювача встановлено не вихідний підсилювач потужності, а блок регулювання тембру, то, з урахуванням того, що в останньому часто використовується режим підйому низьких та високих частот на 10...20 дБ, попередній підсилювач повинен забезпечити на порядок менше значення КГ.
Діапазон рівнів сигналів на вході попереднього підсилювача звичайно складає 10,0 мВ ? 1,0 В, тому відносний рівень шумів всього підсилювача визначається, як правило, вихідними підсилювачами від джерел сигналів (магнітофон, програвач), вхідні сигнали яких на 3...4 порядки менші. Однак, враховуючи те, що в попередніх підсилювачах рідко застосовуються спеціальні активні елементи з малим коефіцієнтом шуму, при їх проектуванні необхідно дотримуватись принципів проектування пристроїв з малим рівнем шуму.
На перевантажувальну здатність попереднього підсилювача впливає точка підімкнення регулятора гучності. Якщо регулятор гучності ввімкнений на виході попереднього підсилювача (рис.10.1,а), то максимальна перевантажувальна здатність досягається при повністю введеному регуляторі гучності. Із зростанням рівня вхідного сигналу перевантажувальна здатність зменшується пропорційно до коефіцієнта ділення напруги регулятора гучності, тому таке його ввімкнення недоцільне. Регулювання гучності на вході підсилювача також має свій недолік: при малих рівнях гучності, коли регулятор повністю виведений, сигнал на його виході співрозмірний з власними шумами вхідного каскаду підсилювача, що може обмежити знизу динамічний діапазон підсилювача. Високу перевантажувальну здатність при малих рівнях шумів можна отримати двома шляхами: ввімкненням регулятора в коло від’ємного зворотного зв’язку, або при використанні двох змінних резисторів, один з яких вмикають на вході, а другий – на виході попереднього підсилювача ( рис.10.1, в).
EMBED Word.Picture.8 EMBED Word.Picture.8
Один з можливих варіантів регулювання гучності із зміною глибини зворотного зв’язку, показаний на рис.10.2. В такій схемі резистор R5 і верхня частина резистора R7 утворюють звичайний дільник напруги, з входу якого сигнал через конденсатор С4 подається на буферний підсилювач, виконаний на транзисторі VТ2. Нижня частина резистора R7 разом з резистором R6 шунтують резистор R4 в колі емітера транзистора VТ1, задаючи тим самим коефіцієнт зворотного зв’язку за струмом першого каскаду, а значить і його підсилення. В крайньому верхньому положенні середнього виводу резистора R7 коефіцієнт передачі дільника R5, R7 дорівнює нулю, а глибина зворотного зв’язку максимальна. Коефіцієнт підсилення першого каскаду за напругою становить:
EMBED Equation.3 , (10.1)
а загальний коефіцієнт передачі рівний нулю. В таких умовах перевантажувальна здатність каскаду на вході становитиме 3...5 В при живленні 12...15 В, а шуми транзистора VТ1 зменшуються дільником R5, R7 в такій самій мірі, як і сигнал. При переміщенні повзунка резистора R7 до низу глибина зворотного зв’язку зменшується, одночасно збільшується і коефіцієнт передачі сигналу з колектора транзистора VТ1 на базу транзистора VТ2. В нижньому по схемі положенні регулятора гучності коефіцієнт передачі дільника R5, R7 максимальный, а коефіцієнт підсилення за напругою каскаду на транзисторі VТ1 становить:
EMBED Equation.3 . (10.2)
Для визначення загального підсилення схеми за напругою необхідно ще врахувати коефіцієнт підсилення каскаду на транзисторі VТ2. Для досягнення малого коефіцієнта гармоніки КГ в першому каскаді необхідно використати транзистор VТ1 з великим коефіцієнтом підсилення за струмом
EMBED Word.Picture.8
Принципова схема типового попереднього підсилювача наведена на рис.10.3. Без урахування дії від’ємного зворотного зв’язку коефіцієнт підсилення транзисторної пари VТ1, VТ2 при використанні транзисторів типу КТ342 або КТ3102 становить 200 і рівень гармонік не перевищує 1%. При ввімкнені петлі зворотного зв’язку коефіцієнт підсилення зменшується до значення KU ? R6/R1 = 10, а коефіцієнт гармонік не перевищує 0,005% при амплітуді вихідного сигналу 5...7 В на навантаженні 10 кОм при живленні 30 В. Приведений до входу рівень власних шумів в смузі частот 20 кГц не перевищує 5 мкВ. Вхідний опір такого підсилювача визначається опором R1, а вихідний опір за рахунок дії зворотного не перевищує 10 Ом.
Глибокий зворотний зв’язок за змінною складовою (через резистори R6, R1), а також і за постійною складовою (через резистори R6, R2) гарантує постійність параметрів при зміні температури та заміні транзисторів.
Підвищену навантажувальну здатність має попередній підсилювач, виконаний за схемою, наведеною на рис. 10.4. Два каскади підсилювача напруги на транзисторах VT1 та VT2 навантажені на двотактний емітерний повторював, виконаний на транзисторах VT3, VT4. Петля 100%-го від’ємного зворотного зв’язку замикається резистором R5. При допомозі цього резистора напруга з вихідного каскаду передається на емітер транзистора вхідного каскаду VT1. На змінному струмі в ділянці робочих частот коефіцієнт підсилення схеми KU ? 1+R5/R4. Кремнієві діоди VD1 та VD2 компенсують температурний дрейф напруги база-емітер вихідних транзисторів VT3 та VT4, а підстроювальний резистор R9 забезпечує роботу вихідного каскаду в режимі АВ, усуваючи появу спотворення типу “сходинка”. Верхня гранична частота підсилювача обмежується ланкою R5, С3, а нижняя частота визначається ланкою С2, R4. При відповідних номінальних значеннях елементів схеми амплітудно-частотна характеристика підсилювача лінійна в діапазоні частот 20 Гц – 100 кГц, коефіцієнт гармонік не перевищує 0,03%, розмах амплітуди сигналу 10 В на навантаженні 600 Ом при напрузі живлення 30 В.
В якості попередніх підсилювачів можна використовувати операційні підсилювачі та підсилювачі низької частоти в інтегральному виконанні. Застосування спеціалізованих серій інтегральних мікросхем К157, К174, К548 а також К140, К544, К574 значно спрощує проектування підсилювальних пристроїв, підвищує їх надійність і в той же час дозволяє забезпечити параметри підсилювачів, які не поступаються за якістю кращим підсилювачам на дискретних елементах.
EMBED Word.Picture.8
11. Підсилювачі низької частоти великої потужності
У побутовій апаратурі звуковідтворення використовуються схеми підсилювачів потужності, які відрізняються різними схемотехнічними побудовами. Розглянемо три варіанти підсилювачів потужності, які найбільш повно характеризують різниці в підході до побудови схем підсилювачів потужності. На рис.11.1 показана схема підсилювача потужності з подвійним диференційним каскадом на вході та двотактною вихідною схемою.
З метою збільшення перевантажувальної здатності диференційних підсилювачів в емітерні кола транзисторів VT1, VT2, VT3 і VT4 ввімкнені резистори R5, R6, R9 та R10. Підстроювальний резистор R8 дозволяє встановити рівні струми зміщення диференційних каскадів. Для нейтралізації дії ємностей колектор-база транзисторів VT7 та VT8 використовують емітерні повторювачі на транзисторах VT5 та VT6, які мало впливають на частоту підсилення каскаду, який збуджує вихідний каскад. Підстроювальний резистор R21 використовується для регулювання початкового зміщення кінцевих транзисторів. Початковий струм потужних транзисторів вихідного каскаду встановлюють в межах 50...100 мА. Частота одиничного підсилення двох каскадів підсилення визначається коректуючими конденсаторами С3 та С4.
Висока лінійність підсилювача забезпечується за рахунок подвійного диференційного каскаду та двотактного каскаду, який збуджує вихідний каскад, і комплементарних транзисторів на виході, які дозволять отримати малий коефіцієнт нелінійних спотворень при відносно невеликому петльовому підсиленні. Коефіцієнт гармонік підсилювача в робочому діапазоні частот 20 Гц – 20 кГц не перевищує 0,1% при вихідній потужності 30 ВТ на навантаженні 8 Ом при живленні вихідного каскаду ±36 В. Стійкість роботи підсилювача забезпечується введенням коректуючих конденсаторів в каскад, який збуджує вихідний каскад. Живлення емітерів транзисторів диференційних каскадів можна здійснювати від тих ж джерел, що живлять вихідні каскади, або від окремих стабілізованих джерел живлення. Для окремих каскадів можна використати такі транзистори: VT1, VT2, VT6 – КТ3102А; VT3, VT4, VT5 – КТ3107А; VT7, VT10 – КТ815Г; VT8, VT9 – КТ814Г; VT11 – КТ819Г; VT12 – 818Г. Нижня гранична частота підсилювача визначається номінальними величинами ємностей розділювального конденсатора С1 та коректувального конденсатора в колі зворотного зв’язку С2.
EMBED Word.Picture.8
На рис 11.2 показана схема потужного підсилювача низької частоти, яка ілюструє зовсім інший підхід до забезпечення стійкості підсилювача у порівнянні з попередньою схемою. В цій схемі у всіх попередніх каскадах введена частотна корекція в ділянці частот, вищих 1 МГц. Результуюча амплітудно-частотна характеристика підсилювача при розімкнутій петлі зворотного зв’язку має спад 3 дБ на частоті 1 МГц. Для забезпечення стійкості петльове підсилення зменшується за допомогою резистора R6 та конденсатора С3.
EMBED Word.Picture.8
До особливостей схеми відноситься однакове підсилення за постійною та змінною складовими сигналу. Це приводить до необхідності використання на вході узгодженої пари транзисторів та підстроювання напруги на виході за допомогою змінного резистора R18. Каскад збудження вихідного емітерного повторювача виконаний за двотактною схемою з динамічним навантаженням. Резистори R20, R22, R23, R27, ввімкнені в емітерні кола транзисторів цього каскаду, підвищують його лінійність, але погіршують використання напруги живлення. Тому вихідний каскад живиться від джерел ±Е1 (±30 В). Передвихідні транзистори VT12 та VT13 працюють в режимі АВ за рахунок подачі в емітери додаткового зміщення через резистори R30 та R31. В кожному плечі вихідного каскаду для збільшення вихідної потужності використовують по два транзистори, увімкнені паралельно (VT14, VT15 та VT16, VT17). В схемі передбачено великий початковий струм транзисторів вихідного каскаду – до 600 мА, що потребує високоефективного тепловідводу.
EMBED Word.Picture.8
Такий підсилювач може забезпечити вихідну потужність до 50 Вт на навантаженні 4 Ом при коефіцієнті гармонік, який не перевищує 0,2%. При вихідній потужності 10 Вт коефіцієнт гармонік не перевищує 0,05%. Вхідний опір підсилювача визначається опорами резисторів R1 та R2, ввімкненими паралельно. Номінальна вхідна напруга -1В. У підсилювачі можна використати такі біполярні транзистори: VT1, VT2, VT3, VT4, VT5, VT6, - KT3102A; VT7, VT8, VT13 – KT814Г; VT9, VT10, VT11, VT12 – KT815Г; VT14, VT15 – KT805A; VT16, VT17 – KT837C.
На рис. 11.3 показана схема, в якій використовується метод корекції спотворень з допомогою прямого зв’язку (feed forward error correction). Цей метод дозволяє отримати дуже малі нелінійні спотворення при використанні режиму В у вихідному каскаді. Еквівалентна схема такого підсилювача, яка пояснює принцип його роботи, наведена на рис. 11.4. Підсилювач DА1 забезпечує рівень вихідного сигналу, необхідний для компенсації спотворень типу “сходинка”.
Вихідний каскад працює в режимі В, тобто без початкового зміщення. Елементи R2, R3, L1 та С1 утворюють міст. З урахуванням дії елементів моста зв’язок між напругою на навантаженні UН та напругою вхідного сигналу UC можна записати у вигляді:
EMBED Equation.3 ,
де a, b – коефіцієнти, числові значення яких визначаються параметрами елементів, які входять в еквівалентну схему, ІБ – базовий струм вихідних транзисторів VT1 та VT2.
EMBED Word.Picture.8
Оскільки основним джерелом спотворень в даному випадку може бути базовий струм вихідних транзисторів, то параметри елементів треба вибирати таким чином, щоб b = 0. Умовою компенсації спотворень є вираз:
EMBED Equation.3 .
При збалансованому мості спотворення, які виникають в діагоналі моста bd, не попадають на вихід в точку с, якщо коефіцієнт підсилення DA1 дуже великий. Через резистор R2 в навантаження поступає сигнал, який компенсує спотворення, які вносяться кінцевим каскадом.
На вході підсилювача потужності (рис.11.3) використовується операційний підсилювач, який підсилює вхідний сигнал і підтримує з допомогою петлі від’ємного зворотного зв’язку потенціал вихідної шини на нульовому рівні. Елементами моста служать R29, С6, R22 та L2. Корекція спотворень з використанням прямого зв’язку є перспективним напрямком підвищення якісних показників підсилювача потужності. який дозволяє отримати високі енергетичні характеристики при простій та економічній схемі.
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
У вихідних каскадах підсилювача потужності з метою підвищення надійності його роботи часто передбачають схеми захисту, які працюють за двома принципами: 1) обмеження струму у транзисторах вихідного каскаду і, відповідно, в навантаженні на наперед заданому рівні, 2) відключення джерел живлення вихідного каскаду. Схема захисту з обмеженням струму в навантаженні наведена на рис. 11.5. Принципи роботи схеми захисту полягає в наступному. При перевищенні, наприклад, в транзисторі VT4 струму заданої величини на базі транзистора VT2, та спаду напруги на резисторі R5 виникає потенціал, який відкриває транзистор VT2. Відкривання транзистора VT2 приводить до обмеження струму, який подається в базу транзистора VT4, відповідно, в навантаження.
Схема захисту підсилювача з відімкненням блоків живлення наведена на рис. 11.6. Принцип роботи схеми полягає в наступному. При збільшенні струму, наприклад, через транзистор VT2 напруга на резистор R3 збільшується, при досягненні величини 0,6 В відкривається транзистор VT4, спрацьовує компаратор К, який встановлює тригер Т у стан, що викликає спрацювання реле К1, К2, які відмикають живлення. Відновити роботу схему підсилювача можна лише при подачі додаткової команди керування (сигнал керування СК), який подається, наприклад, від кнопки на передній панелі підсилювача після усунення причин виникнення перевантаження. Обидві схеми захисту можуть бути пов’язані з індикацією, яка свідчить про аварійний режим роботи підсилювача потужності.
Для підсилювачів потужності можуть бути використані інтегральні схеми 174УН10 – 174УН14, які розраховані на навантаження 4?8 Ом і забезпечують потужність в навантаженні 4?10 Вт. З метою збільшення вихідної потужності при низькоомному навантаженні та низьковольтному живленні вихідного каскаду може бути використане мостове ввцімкнення підсилювачів, коли навантаження вмикається між виходами потужних підсилювачів. Структурна схема такого підсилювача наведена на рис. 11.7.
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
В цій схемі операційний підсилювач DA1 використовується для інвертування сигналу з коефіцієнтом передачі, рівним одиниці. Операційний підсилювач DA2 передає сигнал без інверсії з коефіцієнтом передачі, рівним одиниці. На виходах підсилювачів потужності ПП1 та ПП2 формуються протифазні сигнали, які дозволять в два рази збільшити амплітуду вихідного сигналу, що в чотири рази збільшить потужність, яка віддається в навантаження. Така схема підсилювача потужності особливо ефективна при використанні живлення від акумулятора з вихідною напругою 12 В, наприклад в автомобілях.