3. Основні схеми ввімкнення транзисторів та їх властивості
3.1. Ввімкнення біполярного транзистора за схемою зі спільним емітером
EMBED Word.Picture.8
Принципова схема каскаду на біполярному транзисторі, ввімкненому за схемою зі СЕ, наведена на рис. 3.1.
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою при наявності конденсатора С2 в ділянці робочих частот:
EMBED Equation.3 , (3.1)
де – S – крутизна характеристики біполярного транзистора:
EMBED Equation.3 (3.2)
h11E – вхідний опір біполярного транзистора, ввімкненого за схемою зі СЕ:
EMBED Equation.3 , (3.3)
EMBED Equation.3 - сумарний опір навантаження каскаду в ділянці робочих частот.
EMBED Equation.3 . (3.4)
Значення rБ та rЕ визначають у відповідності з (2.7) та (2.8).
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою при відсутності конденсатора С2:
EMBED Equation.3 . (3.5)
Якщо виконується умова S?(rE + R4) >> 1, то коефіцієнт підсилення каскаду за напругою визначається за формулою:
EMBED Equation.3 . (3.6)
Вхідний опір транзистора при наявності місцевого зворотного зв’язку:
EMBED Equation.3 . (3.7)
Коефіцієнт підсилення каскаду за струмом:
EMBED Equation.3 . (3.8)
Вихідний опір каскаду:
EMBED Equation.3 . (3.9)
Верхня гранична частота підсилення каскаду FВ визначається за формулою:
EMBED Equation.3 , (3.10)
де
EMBED Equation.3 , (3.11)
EMBED Equation.3 ). (3.12)
3.2. Ввімкнення біполярного транзистора за схемою зі спільною базою
EMBED Word.Picture.8
Принципова схема каскаду на біполярному транзисторі ввімкненому зі схемою зі СБ, наведена на рис. 3.2.
Вхідний опір транзисторного каскаду при відсутності конденсатора С1:
EMBED Equation.3 . (3.13)
Вхідний опір транзисторного каскаду при наявності конденсатора С1:
EMBED Equation.3 . (3.14)
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою при наявності конденсатора С1:
EMBED Equation.3 . (3.15)
де EMBED Equation.3 . (3.16)
EMBED Equation.3 . (3.17)
Коефіцієнт підсилення каскаду за струмом:
EMBED Equation.3 . (3.18)
Вихідний опір каскаду:
EMBED Equation.3 . (3.19)
Верхня гранична частота підсилення каскаду:
EMBED Equation.3 , (3.20)
де
EMBED Equation.3 . (3.21)
EMBED Equation.3 . (3.22)
3.3. Ввімкнення біполярного транзистора за схемою зі спільним колектором (емітерний повторювач)
Принципова схема каскаду на біполярному транзисторі, ввімкненому за схемою зі СК, наведена на рис. 3.3.
Вхідний опір транзистора каскаду:
EMBED Equation.3 . (3.23)
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою:
EMBED Word.Picture.8
EMBED Equation.3 . (3.24)
Коефіцієнт підсилення каскаду за струмом:
EMBED Equation.3 . (3.25)
Вихідний опір каскаду:
EMBED Equation.3 . (3.26)
Верхня гранична частота підсилення каскаду:
EMBED Equation.3 , (3.27)
де
EMBED Equation.3 ; (3.28)
EMBED Equation.3 . (3.29)
Якісні характеристики різних схем ввімкнення біполярних транзисторів наведені в таблиці 3.1.
Таблиця 3.1.
3.4. Ввімкнення польового транзистора за схемою зі спільним витоком
Принципові схеми каскаду на польовому транзисторі, ввімкненому зі схемою зі СВ, наведені на рис. 3.4,а та 3.4,б.
Рисунок 3.4 - Принципові схеми каскаду на польовому транзисторі, ввімкненому за схемою зі СВ
Вхідний опір польового транзистора практично рівний безмежності, тому вхідний опір каскаду для схеми, наведеної на рис. 3.4,а:
EMBED Equation.3 . (3.30)
Вхідний опір каскаду для схеми, наведеної на рис. 3.4,б:
EMBED Equation.3 . (3.31)
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою:
EMBED Equation.3 . (3.32)
Вихідний опір каскаду:
EMBED Equation.3 . (3.33)
Верхня гранична частота підсилення каскаду FВ:
EMBED Equation.3 . (3.34)
де
EMBED Equation.3 . (3.35)
EMBED Equation.3 . (3.36)
3.5. Ввімкнення польового транзистора за схемою зі спільним заслоном
EMBED Word.Picture.8
Принципова схема каскаду на польовому транзисторі, ввімкненому за схемою зі СЗ, наведена на рис. 3.5.
EMBED Equation.3 Вхідний опір каскаду:
EMBED Equation.3 . (3.37)
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою:
EMBED Equation.3 . (3.38)
Вихідний опір каскаду:
EMBED Equation.3 . (3.39)
Верхня гранична частота підсилення каскаду:
EMBED Equation.3 , (3.40)
де
EMBED Equation.3 , (3.41)
EMBED Equation.3 , (3.42)
де С11 – вхідна ємність польового транзистора.
3.6. Ввімкнення польового транзистора за схемою з спільним стоком (витіковий повторювач)
Принципова схема каскаду на польовому транзисторі, ввімкненому за схемою з ЗС, наведена на рис. 3.6.
EMBED Word.Picture.8
Вхідний опір каскаду:
EMBED Equation.3 . (3.43)
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою:
EMBED Equation.3 , (3.44)
де rCB – опір переходу стік-витік в робочій точці, який визначається у відповідності з виразом:
EMBED Equation.3 при EMBED Equation.3 (3.45)
На практиці часто виконується умова:
EMBED Equation.3 .
Вихідний опір каскаду:
EMBED Equation.3 , (3.46)
Верхня гранична частота підсилення каскаду:
EMBED Equation.3 , (3.47)
де
EMBED Equation.3 . (3.48)
EMBED Equation.3 . (3.49)
Якісні характеристики різних каскадів ввімкнення польових транзисторів, наведені в таблиці 3.2.
Таблиця 3.2.
3.7. Основні схеми ввімкнення підсилювачів з використанням загального зворотного зв’язку
Зворотним зв’язком називають зв’язок між вхідним та вихідним колами підсилювача, за допомогою яких підсилювальний сигнал передається в напрямку, зворотному до нормального. Зворотний зв’язок може появитися в підсилювачах з трьох причин:
1) через фізичні властивості підсилювальних елементів (внутрішній зворотний зв’язок);
2) через введення в схему спеціальних ланок (зовнішній зворотний зв’язок);
3) внаслідок ємнісних, індуктивних та інших зв’язків, які створюють шляхи для зворотної передачі сигналу (паразитний зворотний зв’язок).
Всі види від’ємного зворотного зв’язку можуть суттєво змінювати властивості підсилювача. Внутрішніми та паразитними зворотними зв’язками не можна керувати і вони змінюють властивості підсилювача в небажаному напрямку, наприклад. призводять до самозбудження підсилювача. Зовнішній зворотний зв’язок легко керований і його вводять для покращення властивостей підсилювача: підвищення стабільності коефіцієнта підсилення, зниження спотворень різних видів, зменшення власних завад, розширення смуги пропускання тощо.
Замкнутий контур, який утворюється ланкою зворотного зв’язку і частиною схеми підсилювача, до якої ця ланка під’єднана, називається петлею зворотного зв’язку. Якщо в підсилювачі є лише одна петля зворотного зв’язку, зв’язок називають однопетлевим, якщо петель декілька – багатопетлевим. Зв’язок, який охоплює лише один каскад підсилювача, називають місцевим зворотним зв’язком.
Ланку зворотного зв’язку можна під’єднати до входу і виходу схеми підсилювача різними способами. В зв’язку з цим можливими є чотири схеми підсилювачів з загальним зворотним зв’язком:
з паралельним зворотним зв’язком за напругою (рис. 3.7.);
з паралельним зворотним зв’язком за струмом (рис. 3.8.);
з послідовним зворотним зв’язком за напругою (рис. 3.9);
з паралельним зворотним зв’язком за струмом (рис. 3.10).
В першому випадку вхідний сигнал та сигнал зворотного зв’язку подаються паралельно на інвертуючий вхід підсилювача, а сигналом зворотного зв’язку є напруга на навантаженні. В другому випадку вхідний сигнал та сигнал зворотного зв’язку подаються паралельно на інвертуючий вхід підсилювача, а сигнал зворотного зв’язку формується на додатковому резисторі, ввімкненому послідовно з навантаженням, тому сигнал зворотного зв’язку пропорційний струму, який протікає через навантаження. В третьому випадку вхідний сигнал поступає на неінвертуючий вхід підсилювача, а сигнал зворотного зв’язку, пропорційний напрузі на навантаженні, поступає на інвертуючий вхід підсилювача. . В четвертому випадку вхідний сигнал поступає на неінвертуючий вхід підсилювача, а сигнал зворотного зв’язку, пропорційний струму на навантаженні, подається на інвертуючий вхід підсилювача.
У всіх схемах підсилювач має коефіцієнт підсилення без врахування дії зворотного зв’язку К0, внутрішній вхідний опір rВХ0, внутрішній вихідний опір rВИХ0. З урахуванням дії загального зворотного зв’язку схеми мають параметри, наведені в таблиці 3.3. До цих параметрів відносяться коефіцієнт передачі сигналу по петлі зворотного зв’язку ?, коефіцієнт підсилення за напругою KU по відношенню до навантаження RH, вхідний опір схеми RВХ, вхідний динамічний опір схеми rВХ, вихідний динамічний опір rВИХ,.
Таблиця 3.3.

Необхідно відмітити, що схеми, наведені на рис. 3.7 та рис. 3.8 інвертують вхідний сигнал, а схеми на рис. 3.9 та рис. 3.10 – не інвертують вхідний сигнал.
Приклад місцевого паралельного зворотного зв’язку за напругою в каскаді на біполярному транзисторі. наведений на рис 3.11. В цьому каскаді сигнал зворотного зв’язку поступає з виходу каскаду на вхід через резистор R1. Приклад місцевого паралельного зворотного зв’язку за струмом в каскаді на біполярному транзисторі, наведений на рис. 3.12. Сигнал зворотного зв’язку подається через ланку R6, C4. Приклад місцевого послідовного зворотного зв’язку за напругою показаний на рис. 3.13. Сигнал зворотного зв’язку подається через резистор R5. Приклад місцевого послідовного зворотного зв’язку за струмом в каскаді на біполярному транзисторі показаний на рис. 3.14. Сигнал зворотного зв’язку формується за допомогою резистора R4.
4. Розрахунок та побудова амплітудно-частотної характеристики підсилювача
При підсиленні негармонійних сигналів підсилювач дещо змінює їх форму. Відхилення форми вихідного сигналу від форми вхідного сигналу називають спотвореннями. Наявність в схемі підсилювача реактивних опорів (ємностей та індуктивностей), опір яких залежить від частоти, приводить до зміни форми негармонійного сигналу на виході лінійного підсилювача з двох причин: 1) гармонійні складові вхідного сигналу підсилюються неоднаково, тобто коефіцієнт підсилення неоднаковий на різних частотах; 2) гармонійні складові вхідного сигналу при підсиленні зсуваються на різні відрізки часу, тобто фазові зсуви, які вносяться підсилювачем, також залежать від частоти.
Амплітудно-частотні спотворення, які вносяться підсилювачем, оцінюють за його амплітудно-частотною характеристикою (АЧХ), яка показує залежність коефіцієнта підсилення за напругою К від частоти (рис. 4.1). АЧХ будують в прямокутній системі координат: по вертикальній осі відкладають величину коефіцієнта підсилення К в лінійному або логарифмічному масштабі, а по горизонтальній осі – частоту F в Гц в логарифмічному масштабі. Діапазоном робочих частот підсилювача називають смугу частот від нижньої робочої частоти FН до верхньої робочої частоти FВ, в межах якої коефіцієнт підсилення зменшується до рівня 0,707 від свого середнього значення, тобто зменшується на 3 дБ.
EMBED Word.Picture.8
Для побудови сумарної АЧХ підсилювача необхідно знати верхню FВ та нижню FН граничну частоту підсилювача кожного каскаду. При побудові АЧХ доцільно користуватися прямими лініями, при цьому горизонтальна лінія відповідає середньому значенню коефіцієнта підсилення КСР і з’єднує точки, які відповідають нижній граничній частоті FН та верхній граничній частоті FВ, а нахилені лінії відповідають зменшенню коефіцієнта підсилення в 10 разів при зміні частоти також в 10 разів. Це означає, що при використанні логарифмічного масштабу як для частоти, так і для коефіцієнта підсилення спад АЧХ відбувається зі швидкістю – 20 дБ/дек. Цей спад відповідає куту нахилу прямої до осі частот 45?. Побудова сумарної АЧХ підсилювача здійснюється шляхом додаванням графіків АЧХ окремих каскадів, якщо коефіцієнт підсилення і частота подані в логарифмічному масштабі. Приклад побудови результуючої АЧХ показаний на рис. 4.2.
EMBED Word.Picture.8
З побудови видно, що нижня гранична частота підсилювача визначається найвищою граничною частотою підсилення окремого каскаду в ділянці низьких частот (НЧ) FH3, а верхня гранична частота FВ найнижчою граничною частотою каскаду в ділянці верхніх частот (ВЧ) FВ3. Необхідно відмітити, якщо коефіцієнти підсилення окремих каскадів подані в лінійному масштабі, то результуючий коефіцієнт підсилення отримують шляхом перемноження окремих коефіцієнтів підсилення для вибраної частоти.
Для визначення граничних частот каскаду його представляють еквівалентними схемами у вигляді RC–ланок. При цьому відповідні граничні частоти визначаються параметрами RC–ланок, тобто їх постійною часу. Еквівалентна схема RC–підсилювача, показаного на рис.3.1, для визначення нижньої граничної частоти FH наведена на рис. 4.3. До складу цієї схеми входять опір джерела сигналу RДЖ, розділювальна ємність на вході каскаду СР та вхідний опір каскаду RВХ, визначений у відповідності з виразом:
EMBED Equation.3 . (4.1)
Еквівалентна схема RC–підсилювача для визначення верхньої граничної частоти підсилення наведена на рис. 4.4. До складу цієї схеми входить еквівалентні опір RЕКВ, визначений у відповідності з (3.11) і еквівалентна ємність СЕКВ, визначена у відповідності з (3.12).
Корекція АЧХ забезпечує підйом характеристики в ділянці верхніх або нижніх частот зі швидкістю 20 дБ/дек. Якщо в RC – каскаді необхідно виконати корекцію АЧХ в ділянці НЧ, то вона може бути реалізована у відповідності з рис. 4.5. Підйом АЧХ здійснюється ланкою R5, C4. Принцип дії цієї ланки полягає в наступному. Значення ємності конденсатора С4 вибирається таким, щоб у ділянці нижніх частот коефіцієнт підсилення каскаду визначався сумою опорів резисторів R3 ? R5, а в ділянці середніх частот – значенням опору резистора R3. Еквівалентна схема такого каскаду, яка дозволяє визначити частоту корекції в ділянці НЧ, наведена рис. 4.6.
Якщо в RC–каскаді використовується корекція для підйому АЧХ в ділянці ВЧ, то вона може бути реалізована у відповідності з рис. 4.7. Підйом АЧХ в ділянці ВЧ здійснюється ланкою C4, R5. Еквівалентна схема такого каскаду, яка дозволяє визначити частоту корекції в ділянці ВЧ наведена на рис. 4.8.
АЧХ можна розрахувати аналітичним способом. Для цього АЧХ в ділянці ВЧ та НЧ представляють співмножниками чотирьох видів, яким відповідають графіки, наведені в таблиці 4.1. Перший співмножник відповідає верхній граничній частоті підсилювача FВ, тобто є полюсом АЧХ, який забезпечує спад характеристики в ділянці верхніх частот на 3 дБ. Другий співмножник відповідає частоті корекції АЧХ в ділянці верхніх частот FВК, тобто є нулем АЧХ, який забезпечує підйом характеристики в ділянці верхніх частот на 3 дБ. Третій співмножник відповідає нижній граничній частоті підсилювача FН, тобто є полюсом АЧХ, який забезпечує спад характеристики в ділянці нижніх частот на 3 дБ. Четвертий співмножник відповідає частоті корекції АЧХ в ділянці нижніх частот FНК, тобто є нулем АЧХ, який забезпечує підйом характеристики в ділянці нижніх частот на 3 дБ.
Наведені прості АЧХ утворюються двома асимптотами – горизонтальною та з нахилом S = ?20 дБ/дек, які перетинаються в точці, що відповідає частоті полюса Р (спад характеристики на 3 дБ), або частоті нуля Z (підйом характеристики на 3 дБ). У всіх аналітичних виразах прийняті наступні позначення: ? - текуча частота, ? = 2??F, ? - стала часу еквівалентної RC-ланки, ? = RЕКВ?CЕКВ.
Розглянемо схему RC – підсилювача, виконаного у відповідності з рис. 3.1, з точки зору побудови АЧХ в ділянці НЧ. Вхідний розділювальний конденсатор С1 погіршує передачу сигналу в ділянці НЧ від джерела у вхідне коло каскаду, вихідний розділювальний конденсатор С3 погіршує передачу сигналу в ділянці НЧ з виходу транзистора до зовнішнього навантаження RН, конденсатор С2, що шунтує резистор R4, ліквідує від’ємний зворотний зв’язок у межах робочого діапазону частот, але із зменшенням частоти шунтуючий ефект ємності конденсатора С2 зменшується. Послідовний за струмом від’ємний зворотний зв’язок, що виникає на нижніх частотах, зменшує підсилення, тобто збільшує спад АЧХ в ділянці НЧ. Описані явища відображені у виразі частотної характеристики RС–каскаду для ділянки НЧ:
EMBED Equation.3 , (4.2.)
де KUH – коефіцієнт підсилення каскаду в ділянці НЧ; KUО – коефіцієнт підсилення каскаду в ділянці робочих (середніх) частот; EMBED Equation.3 - стала часу вхідного кола, яка визначається значенням ємності розділювального конденсатора С1, опором джерела сигналу RДЖ та вхідним опором каскаду, визначеним у відповідності з (4.1), EMBED Equation.3 - стала часу вихідного кола, яка визначається значенням ємності розділювального конденсатора С3, опором резистора колекторного кола R3 та опором навантаження RН; EMBED Equation.3 - стала часу ланки в емітерному колі транзистора, яка визначається значенням ємності блокувального конденсатора С2 та опору резистора R4; EMBED Equation.3 - глибина послідовного за струмом від’ємного зворотного зв’язку через опір в емітерному колі R4 при відсутності блокувального конденсатора С2.
Таблиця 4.1.
Якщо в RC–каскаді відсутній блокувальний конденсатор С2, то вираз (4.2.) можна записати так:
EMBED Equation.3 . (4.3)
Формула для частотної характеристики RC–каскаду для ділянки ВЧ матиме наступний вигляд:
EMBED Equation.3 , (4.4)
де EMBED Equation.3 .
Для побудови частотної характеристики каскаду використовують вирази (4.2) та (4.4) і частоти зрізу FB та FH каскаду знаходять графічним способом за спадом KU на 3 дБ (рівень 0,707).
При виконанні курсової роботи рекомендується наступний порядок розрахунку та побудови АЧХ:
1. Накреслити координатну сітку для побудови АЧХ: KU , дБ – F, дБ.
2. Записати вирази для розрахунку амплітудно-частотної характеристики підсилювача в цілому, або окремих його каскадів, для ділянок НЧ або ВЧ.
3. Розрахувати постійні часу, які визначають розташування полюсів та нулів частотної характеристики у відповідності з виразом ? = RЕКВ?CЕКВ.
4. Визначити частоти полюсів та нулів амплітудно-частотної характеристики у відповідності з виразом EMBED Equation.3 .
5. Побудувати АЧХ окремих каскадів та просумувати їх для отримання результуючої АЧХ підсилювача.
6. Визначити частоти FH та FB або смугу пропускання на заданому рівні підсилювача та перевірити їх відповідність технічному завданню.
Для швидкого визначення смуги пропускання підсилювача на рівні 3 дБ достатньо визначити ?НМІН і ?ВМАКС. При цьому граничні частоти підсилення підсилювача визначають як:
EMBED Equation.3 . (4.5)
EMBED Equation.3 . (4.6)
Слід зазначити, що завдяки значному перевищенню верхньої граничної частоти емітерного та витокового повторювачів FB над верхньою граничною частотою RC-каскадів при умові однакового навантаження, FB повторювачів можна не брати до уваги при побудові сумарної АЧХ.
При необхідності, якщо відомі граничні частоти підсилювача чи окремих його каскадів, вирази для фазочастотної характеристики в ділянці ВЧ та НЧ мають наступний вигляд:
EMBED Equation.3 . (4.7)
EMBED Equation.3 . (4.8)
Якщо на вхід підсилювача подати сигнал прямокутної форми, то мінімальна тривалість фронту імпульсу, який буде передаватися підсилювачем від рівня 0,1 до рівня 0,9 складатиме:
EMBED Equation.3 . (4.9)
Спад вершини прямокутного імпульсу ? на виході підсилювача при тривалості імпульсу Ті складатиме:
EMBED Equation.3 . (4.10)
Розділювальні та блокувальні ємності в ділянці НЧ розраховують наприкінці електричного розрахунку підсилювача, коли відомими є номінальні значення опорів та параметри вибраних напівпровідникових елементів.
Орієнтовно значення ємності розділювального конденсатора вибирають з умови:
EMBED Equation.3 , (4.11)
де RH – опір зовнішнього навантаження або вхідний опір наступного каскаду.
Орієнтовно значення ємності блокувального конденсатора в колі емітера СЕ орієнтовно вибирають з умови:
EMBED Equation.3 , (4.12)
де S – крутизна характеристики, використовуваного транзистора.
Точний розрахунок номінальних величин ємностей розділювальних та блокувальних конденсаторів виконують при відомих допустимих частотних спотвореннях, які можуть вносити конденсатори в ділянці НЧ. Цей розрахунок починають з розподілу допустимих сумарних спотворень на нижній граничній частоті НЧ МНЕ? між розділювальними та блокувальними ємностями конденсаторів. Спотворення можна розбити рівномірно або враховувати, що найбільші спотворення вносять емітерні ланки. Для практичних розрахунків доцільно вибрати:
EMBED Equation.3 , (4.13)
де МНЕ? - сумарні амплітудно-частоти спотворення в ділянці НЧ за рахунок блокувальних конденсаторів; МНР? - сумарні частотні спотворення в ділянці НЧ за рахунок розділювальних конденсаторів. При цьому повинна виконуватися умова МНЕ? + МНР?= МН?.
Спотворення, які припадають на одну ланку, визначаються наступним чином:
EMBED Equation.3 , (4.14)
EMBED Equation.3 , (4.15)
де nP – кількість розділювальних конденсаторів у підсилювачі; nЕ - кількість блокувальних конденсаторів у колах емітерів транзисторів.
Для таких розрахунків значення ємностей розділювальних та блокувальних конденсаторів визначають так:
EMBED Equation.3 , (4.16)
EMBED Equation.3 , (4.17)
де RДЖ – опір джерела для першого каскаду або вихідний опір попереднього каскаду для всіх наступних каскадів; RН – опір навантаження для останнього каскаду або вхідний опір наступного каскаду для всіх попередніх каскадів.
У формулах (4.16) та (4.17) коефіцієнт МНРі та МНЕі слід підставляти у відносних одиницях, визначених у відповідності з формулою:
EMBED Equation.3 ,
де МНДБ – частотні спотворення на нижній граничній частоті в дБ. (4.18)
Якщо відомим є опір емітерного переходу rЕ, то значення ємності блокувального конденсатора в колі емітера знаходять за формулою:
EMBED Equation.3 . (4.19)
Якщо в колі емітера використано місцевий зворотний зв’язок за рахунок резистора RE, ввімкненого у відповідності з рис. 4.9, то значення ємності блокувального конденсатора С2 знаходять за формулою:
EMBED Equation.3 . (4.20)
EMBED Word.Picture.8
5. Розрахунок структурної схеми підсилювача низької частоти та вибір принципових схем окремих каскадів і повної схеми підсилювача
При проектуванні і розрахунку багатокаскадних підсилювачів необхідно вирішувати ряд питань, які не зустрічаються при розгляді окремого підсилювального каскаду. До них відносяться: коефіцієнт підсилення багатокаскадного підсилювача за напругою, сумування спотворень сигналу, які вносять окремі каскади і кола підсилювачів, захист від міжкаскадних паразитних зв’язків, визначення вимог до джерела живлення за напругою живлення та за споживаним струмом.
Коефіцієнт підсилення напруги, струму і потужності багатокаскадного підсилювача К виражається у відносних одиницях і дорівнює добутку коефіцієнтів підсилення окремих каскадів:
EMBED Equation.3 (5.1)
де К1, К2, К3... – коефіцієнти підсилення першого, другого, третього і т.д. каскадів підсилювача.
Якщо коефіцієнти підсилення виражені в логарифмічних одиницях (децибелах), то коефіцієнт підсилення багатокаскадного підсилювача визначається сумою коефіцієнтів окремих каскадів:
К [дБ] = К1 [дБ] + К2 [дБ] + К3 [дБ] +.... (5.2)
Вказане правило справедливе і для коефіцієнта частотних спотворень М:
М [дБ] = М1 [дБ] + М2 [дБ] + М3 [дБ] + ... (5.3)
Коефіцієнт гармонік багатокаскадного підсилювача КГ у більшості випадків можна вважати рівним коефіцієнту гармонік його вихідного каскаду (якщо він підсилює сигнал за напругою) або передвихідного каскаду, оскільки амплітуда сигналу в ньому найбільша і тому цей каскад вносить найбільші спотворення:
КГ = КГВИХ. (5.4)
У тих випадках, коли не можна не рахуватися з нелінійними спотвореннями, які вносяться попередніми каскадами, коефіцієнт гармонік підсилювача знаходять з виразу:
EMBED Equation.3 , (5.5)
де КГ2, КГ3, КГ4 ... – коефіцієнти гармонік 2, 3, 4 каскадів.
Розподіл заданих (допустимих) на підсилювач частотних спотворень проводять між каскадами таким чином, щоб при невисокій вартості і невеликих розмірах деталей схеми забезпечувались необхідні параметри ПНЧ. Частотні спотворення на нижній і верхній граничній частоті для різних каскадів підсилювача доцільно розбивати наступним чином:
Таблиця 5.1.
Необхідно відзначити, що в межах одного каскаду частотні спотворення на нижній частоті НЧ додатково розбиваються між елементами, які їх вносять (див. табл. 5.1).
Структурна схема підсилювача може бути подана у вигляді, наведеному на рис. 5.1.
EMBED Word.Picture.8
Рисунок 5.1 – Структурна схема підсилювача низької частоти
Кількість каскадів у проміжному підсилювачі визначається необхідним коефіцієнтом підсилення за напругою, який повинен забезпечити підсилювач, і який, у свою чергу, визначається формулою:
EMBED Equation.3 . (5.6)
Коефіцієнт підсилення одного каскаду, в якому транзистор ввімкнено за схемою зі СЕ або зі СБ, визначається в першому наближенні коефіцієнтом підсилення транзистора за струмом, який знаходиться для сучасних транзисторів у межах 30 ? 100. У вхідних каскадах доцільно використовувати схему каскаду на біполярному транзисторі, ввімкненому за схемою зі СК (емітерному повторювачі) (рис. 3.3), вхідний опір якого можна забезпечити в межах 5 ... 100 кОм при коефіцієнті підсилення за напругою в межах 0,9 ... 0,95, або схему каскаду на польовому транзисторі, ввімкненому за схемою зі СС (витоковому повторювачі) (рис. 3.6), вхідний опір якого можна забезпечити в межах 100 кОм ... 5 МОм при коефіцієнті підсилення за напругою в межах 0,7... 0,9. Такий великий вхідний опір витокового повторювача є достатнім для найбільш високоомних джерел сигналів. Можливим є використання для вхідного каскаду схем на біполярних транзисторах з місцевим зворотнім зв’язком (рис. 5.2, 5.3 та 5.4).
Для підсилювачів постійного струму у вхідних каскадах найбільш доцільно використовувати схеми диференційних каскадів на польових та біполярних транзисторах (рис. 5.5, 5.6, 5.7).
Проміжний підсилювач складається з одного або декількох каскадів попереднього підсилення, призначенням яких є підсилення напруги, струму, потужності сигналу до величини, необхідної для подачі сигналу на вихідний каскад. Основна вимога до кожного каскаду попереднього підсилення полягає в отриманні максимального підсилення, оскільки це забезпечить мінімальну кількість каскадів. Якщо джерело сигналу має достатньо потужний для подачі на вхід вихідного каскаду сигнал, попередній підсилювач не потрібний. Проміжний підсилювач найбільш доцільно виконувати за схемою зі СЕ (рис. 3.1).

EMBED Word.Picture.8
Вихідний підсилювач, призначений для подачі в навантажування сигналу необхідної потужності. Він може бути виконаний, наприклад, за схемою двохтактного емітерного повторювача на транзисторах різного типу провідності (рис. 5.8), або за схемою емітерного повторювача (рис. 3.3).
Вибір робочої точки транзисторів вихідного емітерного повторювача на транзисторах різного типу провідності може здійснюватися за допомогою резисторів (рис. 5.9,а), термістора (резистора з від’ємним температурним коефіцієнтом опору) (рис. 5.9,б), діодів (рис. 5.9,в) транзисторів у діодному виконанні (рис. 5.9,г), стабілізатора на транзисторі (рис. 5.9,д).
Якщо потужність вихідного сигналу і розмах вхідного сигналу невеликі, то вихідним каскадом може бути попередній каскад.
Можливі варіанти схем підсилювачів низької частоти різного призначення наведені на рис. 5.10 – 5.15.

EMBED Word.Picture.8 EMBED Word.Picture.8 EMBED Word.Picture.8
а) б) в)
EMBED Word.Picture.8 EMBED Word.Picture.8
г) д)
Рисунок 5.9 – Вибір початкового режиму роботи вихідного каскаду двохтактного емітерного повторювача на транзисторах різного типу провідності
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8 EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
Послідовність розрахунку електричної принципової схеми підсилювача низької частоти наступна:
Розраховують напругу живлення підсилювача:
EMBED Equation.3 (5.8)
і вибирають її зі стандартного ряду 6 В, 9 В, 12 В, 15 В, 18 В, 24 В, 27 В, 36 В, 45 В.
Розраховують параметри структурної схеми ПНЧ.
Вибирають принципові схеми окремих каскадів з урахуванням параметрів технічного завдання.
Вибирають повну принципову схему підсилювача у відповідності зі структурною схемою та заданими параметрами підсилювача і з урахуванням розв’язок в колі живлення.
Розбивають частотні спотворення на нижній граничній частоті між каскадами та окремими елементами.
Розраховують кожний каскад за постійною складовою
Розраховують кожний каскад за змінною складовою в ділянці нижніх частот.
Розраховують частотні спотворення всього підсилювача на верхній граничній частоті. Якщо вони не відповідають умовам, заданим в технічному завданні, то необхідно вибрати інші транзистори, які вносять менші частотні спотворення в ділянці верхніх частот, наприклад, транзистори з меншою ємністю колекторного переходу СК, або ввести місцевий зворотний зв’язок.
Перевіряють загальний коефіцієнт підсилення на відповідність технічному завданню.