Зміст Вступ 1. Вибір і обґрунтування структурної схеми радіоприймача 2. Попередні розрахунки смуги пропущення 2.1 Вибір засобів забезпечення вибірковості приймача 2.2 Розрахунки вхідного ланцюга приймача 2.3 Вибір розподілу посилення по лінійному тракту приймача 2.4 Розрахунки ПРЧ 3. Вибір схемного рішення РПрП й розрахунки ПВЧ 4. Вибір фільтра зосередженої селекції 4.1 Вибір і розрахунки схеми демодулятора 4.2 Вибір і розрахунки схеми АРП 4.3 Вибір схеми ПНЧ 4.4 Техніко-економічне обґрунтування проекту Висновок Список використаної літератури Додаток 1 Додаток 2 1. Вибір і обґрунтування структурної схеми радіоприймача Для розрахунків блок-схеми радіоприймача необхідно знати його основні електричні характеристики. Ці характеристики в більшості випадків задаються в такий спосіб: Діапазон робочих частот радіоприймача визначається діапазоном, у межах якого розташовані несучі частоти сигналів, що підлягають прийманню. Реальна чутливість радіоприймача в діапазонах довгих, середніх, коротких і метрових хвиль звичайно задається величиною мінімальної ЕРС. Сигналу в приймальній антені ( при випробуваннях — у її еквіваленті), яка забезпечує нормальну вихідну потужність приймача при необхідному перевищення сигналу над власними шумами на виході радіоприймача. У діапазонах дециметрових, сантиметрових і міліметрових хвиль реальну чутливість приймача прийнято задавати мінімальною потужністю сигналу РСА в антені (її еквіваленті), що забезпечує нормальну вихідну потужність приймача при заданім відношенні потужності сигналу до потужності власних шумів на виході радіоприймача В окремих випадках технічного проектування (наприклад, для радіоастрономічних систем) буває необхідно розрахувати приймач, що забезпечує максимально здійсненну чутливість. При такім формулюванні звичайно обмовляються деякі виробничо-експлуатаційні характеристики: максимально припустимі вартість, розміри, вага, потужність джерел живлення й т.п. Вибірковість радіоприймача задається ослабленням сусіднього каналу при заданій розстройці й необхідними ослабленнями побічних каналів. Динамічний діапазон радіоприймача Д визначається відношенням максимального й мінімального рівнів прийнятих сигналів. Рівень припустимих викривлень сигналу, як правило, задається чисельними критеріями окремо для кожного виду викривлень, хоча рівні окремих видів викривлень взаємозалежні. Основні конструктивно-експлуатаційні й економічні характеристики радіоприймачів : Надійність роботи визначається мінімально необхідним строком безвідмовної роботи. Для поліпшення цього параметра слід вибирати найбільш надійні елементи схеми приймача, зменшувати їхню загальну кількість, вибирати по можливості полегшені режими роботи найбільш важливих елементів. Якщо ці заходи не дозволяють досягти необхідної надійності, то слід підвищувати надійність найбільш слабких елементів або навіть цілих вузлів застосуванням дублюючих елементів (вузлів), за рахунок резервування. Зі сказаного випливає важливий критерій для вибору оптимального варіанта блок-схеми. Оскільки надійність електронних приладів багато менша надійності котушок індуктивності, резисторів і конденсаторів, необхідно мати в приймачі мінімальне число каскадів. При рівності числа каскадів надійніше буде приймач, у якому більше каскадів буде працювати в полегшених режимах або менше буде каскадів з більш складною схемою (c більшим числом елементів), а також з менш надійними елементами. Так, наприклад, діоди, що застосовуються в перетворювачах частоти, мають малий термін служби й легко виходять із ладу при перевантаженнях. Тому заміна діодного перетворювача частоти іншим або усунення можливості перевантаження такого перетворювача ( за рахунок відповідного вибору вхідних елементів приймача) можна значно підвищити надійність усього приймача. У військовій радіотехнічній апаратурі допускається використання електронних приладів тільки підвищеної надійності, що обов'язково повинне враховуватися при розрахунках блок-схеми приймача. Окремі елементи схеми приймача вибирають так, щоб кожний з них міг працювати з необхідною надійністю у всому діапазоні параметрів зовнішнього середовища. 2.Стабільність і стійкість роботи радіоприймача оцінюються по його здатності зберігати свої електричні характеристики в припустимих межах при найгірших можливих комбінаціях параметрів зовнішнього середовища (температура, атмосферний тиск, вологість) і джерела живлення. Тому задаються припустимі робочі інтервали температури атмосферного тиску й вологості навколишнього середовища, а також мінімальне й максимальне E0макс значення напруги джерела (або окремих джерел) живлення приймача. 3.Механічна міцність задається зазвичай величиною максимального прискорення, яке повинен витримувати приймач, не порушуючи своєї працездатності. Вібростійкість оцінюється по відсутності механічних резонансів окремих вузлів схеми і її монтажу в заданому діапазоні частот вібрації, що визначаються умовами експлуатації. Ці вимоги визначають тип електронних приладів і елементів схеми приймача й принципу здійснення монтажу приймача. Особливо важливі ці вимоги для літакових, корабельних, автомобільних і т, п. радіоприймальних пристроїв. 4.Габарити і вага радіоприймача залежать від типу застосовуваних електронних приладів, елементів схеми й принцип монтажу. 5.Вартість радіоприймача визначається або максимально припустимою величиною витрат на виготовлення, або максимальною сумою вартості виготовлення приймача й вартості його експлуатації за певний термін служби. Звичайно важко врахувати експлуатаційні витрати й розрахунки ведуть на забезпечення заданої вартості виробництва, що в значній мірі визначається типом електронних приладів, елементів схеми й конструкцією приймача. Таким чином, усі розглянуті конструктивно-експлуатаційні вимоги впливають в основному на вибір електронних приладів і елементів схеми приймача, що й потрібно враховуватися при розрахунках і визначенні оптимального варіанта блок-схеми. Заданий частотний діапазон приймача й вид модуляції дозволяє судити про його призначення – віщальний короткохвильовий приймач. Для таких приймачів істотним є низька вартість кінцевого виробу й не трудомісткість технології (масовий випуск) у комбінації з максимумом автоматичних настроювань, що дозволяють уникнути ручних регулювань. Таким чином, ці параметри будуть визначальними при виборі функціональної й принципової схем, а також елементної бази приймача. У КВ діапазоні застосовується винятково супергетеродинний метод приймання (дальнє поширення хвиль КХ діапазону вимагає високої вибірковості по сусідньому каналу (розстройка 5 кГц), що практично недосяжне для вибіркових ланцюгів приймачів прямого підсилення – відносна розстройка на 14 Мгц становить менш 0,04% - вхідний вибірковий ланцюг вийшов би дуже громіздким, та таким, що й важко настроюється. Крім цього, малошумлячий і високо вибірковий підсилювач радіочастоти на ВЧ відносно дорогий. Супергетеродинна схема приймання передбачає перетворення ВЧ радіосигналу в значно більш довгохвильову ділянку спектра, де, надалі й відбувається обробка сигналу (подавлення сусідніх каналів, підсилення, детектування). У радіомовних АМ приймачах КВ діапазону найбільше поширення одержала проміжна частота 465 кГц. Відносна розстройка сусіднього каналу становить уже близько 1%. Це дозволяє ефективно подавити сусідні канали відносно простими, а значить і дешевими засобами. Тому що підсилення здійснюється на відносно низьких частотах, можна досить простими засобами одержати високе значення чутливості. Крім цього, на низьких частотах знижуються вимоги до паразитних параметрів каскадів пристрою, можна використовувати менш прецизійні елементи. Усе перераховане вище дозволяє як послабити технологічні допуски при незмінній якості, так і підвищити якість при незмінній складності технології. Ускладнення схеми супергетеродинного приймача в порівнянні із приймачем прямого підсилення може виявитися несуттєвим у випадку використання інтегральних схем. Типова функціональна схема приймача, побудована за супергетеродинною схемою наведена на Рис.1. Структурна схема (рис.1.1.) містить лише принципово важливі вузли, при її деталізації одержуємо каскади керування й індикації, контури автоматичних регулювань і т.д. Усе це, а також елементи схеми розглядаються далі.
Рисунок.1.1- Структурна схема супергетеродинного приймача: ВК – вхідне коло ПРЧ – підсилювач радіочастоти ЗМ – змішувач Г – гетеродин ППЧ – підсилювач проміжної частоти Д – детектор ПНЧ – підсилювач низької частоти ПО – пристрій обробки радіоприймач ланцюг демодулятор 2. Розрахунок та вибір основних складових та параметрів приймача 2.1 Попередній розрахунки смуги пропускання Смугу пропускання високочастотного тракту супергетеродинного приймача без системи автоматичного підстроювання частоти можна визначити по формулі: де: ?fп – ширина спектра прийнятого сигналу, складові якого, з урахуванням припустимих викривлень, не повинні виходити за межі смуги пропущення приймача; ?fд – зміна несучої частоти сигналу за рахунок допплерівського ефекту; ?fнест – величина на яку необхідно розширити смугу пропущення приймача для обліку нестабільності частот передавача й гетеродину приймача, а також погрішностей у настроюванні окремих контурів і всього приймача в цілому. де: вс – відносна нестабільність частоти сигналу fc вг – відносна нестабільність частоти гетеродину приймача fг;
Абсолютна нестабільність частоти гетеродину
Абсолютна нестабільність бічних частот гетеродину
вн – відносна погрішність установки частоти приймача при без пошуковому настроюванні, віднесеної до частоти сигналу fс впр – відносна погрішність і нестабільність настроювання контурів тракту проміжної частоти, віднесена до проміжної частоти fпр. Для двосмугового одноканального АМ сигналу: , де Fв – верхня частота модуляції сигналу. Виберемо однокаскадний гетеродин без кварцової стабілізації, для нього можна прийняти . Згідно ТЗ Вс= Вибір Вг зроблений згідно табл.1.1 [1]. Значення коефіцієнта Впр, як правило, коливається від 0,0003 до 0,003 і залежить, головним чином, від температурного коефіцієнта котушок контурів, що настроюються на проміжну частоту. Нехай . Величина Вн зазвичай рівна 0,003 – 0,01 і визначається в основному точністю настроювання контуру гетеродину механізмом перестроювання або погрішністю установки частоти настроювання приймача по його шкалі. Якщо застосовується перебудова приймача оператором по прийнятих сигналах ( як у нашім випадку), то природно величину Вн слід брати рівної нулю. Значення проміжної частоти виберемо стандартне для даного діапазону хвиль. Нехай . Будемо вважати, що приймач і передавач нерухомі відносно один одного, тоді допплерівський зсув частоти . Згідно з формулою (2):
Згідно з формулою (1):
Визначимо шумову смугу лінійного тракту.
Обрана проміжна частота задовольняє умовам ( для можливості застосування контурів з реалізованою добротністю) і ( для фільтрації сигналів проміжної частоти при детектуванні АМ сигналів). Визначення фактичного коефіцієнта шуму
2.2 Вибір засобів забезпечення вибірковості приймача У супергетеродинних приймачах, найнебезпечнішими з побічних каналів приймання є дзеркальний і сусідній. Тому частотна вибірковість РПрП залежить в основному від необхідних ослаблень відповідно Sзк Sск. У приймачах з одинарним перетворенням частоти ослаблення дзеркального каналу забезпечує преселектор, ослаблення сусіднього – в основному ППЧ і частково преселектор. Вихідні дані: ; виберемо - еквівалентні загасання контурів преселектора з урахуванням втрат, внесених джерелом сигналів і навантаженням. Визначимо узагальнену рассторйку дзеркального каналу при верхньому настроюванні гетеродину й нижньому настроюванню гетеродину .
Виберемо верхнє значення частоти гетеродина. Користуючись нормованими частотними характеристиками преселекторів при більших розстройках рисунок.1.7а [1], знаходимо, що необхідне ослаблення по дзеркальному каналу Sзк=20db може забезпечити просте одноконтурне вхідне коло, тому застосовувати більш складні схеми недоцільно. Для обраного преселектора обчислюємо ослаблення по сусідньому каналу, яке він створює. Узагальнена розсторойка для країв смуги пропущення приймача :
З рис. 1.7б [1] знаходимо, що такій розстройці відповідає ослаблення преселектора . Розрахуємо ослаблення Sпп, яке можна допустити у ФЗС, з вираження: . Для обраного преселектора визначимо узагальнені розстройки для сусіднього каналу з виразу: , де - розстройка для сусіднього каналу.
По рис.1.7б [1] знаходимо, що даній розстройці відповідає ослаблення сусіднього каналу, створюваного преселектором. Визначаємо ослаблення сусіднього каналу:
Де – повне ослаблення сусіднього каналу, необхідне в приймачі.
2.3 Розрахунки вхідного кола приймача Оскільки частота прийнятого сигналу міняється в досить вузькому діапазоні, має сенс застосувати настроєну антену. У цьому випадку можна вважати, що внутрішній опір антени в цьому діапазоні постійний і є чисто активним (ZА=RА). При необхідності опір антени можна погодити з фідером за допомогою трансформатора, тоді потужність, що віддається приймачу, буде максимальною. При роботі з настроєною антеною часто використовується трансформаторний або автотрансформаторний зв'язок контуру з антеною й ПРЧ. Виберемо автотрансформаторний зв'язок, тому що при цьому потрібне менше число намотувальних елементів. Схема вхідного контура зображена на рисунку.2.1.
Рисунок.2.1- Схема вхідного контура Виходячи з табл.4.4 [1] знаходимо Ссх=95 пФ. Знаходимо індуктивність контуру . Тепер обчислюємо коефіцієнти включення фідера mА й входу ПРЧ mвх для узгодження при заданому dэр контуру вхідного ланцюга:
Для нашого випадку, де: Wф – хвильовий опір фідера Rвх – вхідний опір ПРЧ (1го каскаду). У якості фідера обраний коаксіальний кабель РК-103 довжиною 4м з наступними параметрами: - затухання; хвильовий опір Wф = 75 Ом. З таблиці 4.5 [1] вибираємо власне затухання контуру d = 0,0095. Раніше обране dэр = 0,02.
Розраховуємо коефіцієнт передачі напруги вхідного контура: , де: Lф – коефіцієнт передачі фідера, визначено за допомогою рис.4.16 [1] з добутку (lф – довжина фідера, м). У нашому випадку Кос – коефіцієнт передачі вхідного кола при узгодженні, рівний:
Коефіцієнт передачі вхідного кола можна вважати практично незмінним у заданому діапазоні, тому що цей діапазон відносно вузький (коефіцієнт перекриття діапазону, тобто близький до 1). Розраховуємо ємність контуру , де - паразитна ємність котушки контуру
- ємність монтажу схеми
За ДСТ вибираємо елементи схеми конденсатор Спрс ємністю 90 пФ і конденсатор Спрс змінної ємності 4/25пФ 2.4 Розрахунок розподілу підсилення по лінійному тракту приймача Необхідне підсилення сигналів у лінійному тракті слід забезпечити при достатній стійкості каскадів (можливо при меншій кількості), використовуючи економічні електронні елементи. Якщо чутливість приймача задана у вигляді ЕРС. сигналу в антені Еа, то коефіцієнт підсилення лінійного тракту приймача Кол повинен бути рівний: , де: Uп – амплітуда сигналу на виході ППЧ приймача. Враховуючи це використовуємо мікросхему К174ХА2, приймемо Uп = 100 мВ . Вибір засобів забезпечення підсилення лінійного тракту можна почати з визначення коефіцієнта підсилення преселектора (ВК і ПРЧ). У транзисторних приймачах коефіцієнт підсилення преселектора Копс можна знайти з виразу: , де: Ковк – коефіцієнт передачі вхідному кола Кпрч – коефіцієнт підсилення ПРЧ.
У супергетеродинному приймачі основне підсилення сигналу забезпечується на проміжній частоті, тому виберемо К0прч = 35 dB. Необхідний коефіцієнт підсилення по напрузі ППЧ і перетворювача частоти із транзисторним змішувачем, рівний:, де: Кз = 2…3 – коефіцієнт запасу підсилення, що враховує старіння електронних приладів, розстройку контурів і зменшення напруг живлення в процесі експлуатації. Виберемо Кз = 2.
Тоді посилення УПЧ буде рівно:
3. Розрахунок підсилювача радіочастоти Найбільше поширення в транзисторних підсилювачах одержала схема з подвійним автотрансформаторним зв'язком. Коефіцієнт включення m1 і m2 доцільно вибирати так, щоб на нижній частоті піддіапазона забезпечити задану смугу пропущення, а на верхній – вибірковість.
Рисюнок.3.1- Схема ПРЧ Знайдемо максимально стійкий коефіцієнт підсилення каскаду ПРЧ. При цьому приймемо наступні значення. dер=0,02 ; S=26мА/В ; ; ; ; R11=3.8ком ; R22=110ком ;
Найбільш можливий коефіцієнт підсилення каскаду при повному узгодженні
Виберемо наступне значення, Кпрч=Ку=4
m1=0.2
, умова при якім каскад ПРЧ забезпечує максимальне ослаблення дзеркального каналу. Обчислення підстроєчного конденсатора Сп.
Приймемо Сп=100пФ і знайдемо далі всі елементи схеми
4. Вибір принципової схеми приймача та розрахунок складових У заданому частотному діапазоні є можливість застосувати інтегральну мікросхему. Використовуємо ІС К174ХА2. Базовим елементом у цій мікросхемі є диференціальний підсилювач, що має ряд властивостей: здатність пригнічувати синфазну складову вхідного сигналу, виділяти й підсилювати різницеву. Це дозволяє знизити вплив на параметри підсилювача нестабільності температури навколишнього середовища й напруги живлення. Не застосовуючи звичайних заходів для термостабілізації, можна відмовитися від використання конденсаторів великої ємності, які незручно використовувати в інтегральній технології; універсальність. Диференціальний підсилювач може виконувати функції підсилення, обмеження, перетворення частоти, регулювання. Така схема може мати симетричний або несиметричний вхід і вихід; малий паразитний зворотний зв'язок між входом і виходом. Такий факт дозволяє використовувати диференціальну схему на високих частотах, не застосовуючи схему нейтралізації цьому паразитному зв'язку. Дана мікросхема призначена для використання в приймачах амплітудно-модульованих сигналів. Вона може працювати в діапазоні частот до 30 Мгц, маючи при цьому підсилення, що дозволяє приймати сигнали з відношенням сигнал-шум на виході 20 dВ, при е.р.с. в антені менше 20 мкВ, а при сигналі 3 мВ відношення сигнал-шум рівне 54 dВ. При напрузі на вході, рівному 20 мкВ вихідна напруга НЧ становить 60 мВ, коефіцієнт гармонік при цьому забезпечується менш 4%. Напруга живлення може вибиратися в межах 4,8÷15В. Струм споживання mА Вхідний опір підсилювача РЧ по входах 1, 2 становить більш 3 кОм, а вхідний опір ППЧ по виводу 12 також становить більш 3 кОм. Вихідний опір підсилювача проміжної частоти по виводу 7 рівно 60 кОм. Структурний состав мікросхеми наведено в додатку 1.Вона полягає 1 — ПВЧ; 2 — гетеродин; 3 — змішувач; 4 — ППЧ; 5 — ППТ АРП ПВЧ; 6— ППТ АРП ППЧ Сигнал після проходження вхідного кола й попередньої частотної селекції надходить на підсилювач радіочастоти, реалізований у вигляді однокаскадного аперіодичного диференціального підсилювача на транзисторах VТ3 і VТ4. У нашім випадку від підсилювача високої частоти не потрібно великого підсилення. Він повинен мати малий коефіцієнт шуму, тому що стоїть на початку лінійного тракту приймача й від нього найбільшою мірою залежить коефіцієнт шуму всього тракту. Регулювання підсилення здійснюється комбінованим методом, за рахунок керованого зворотного зв'язку через діоди VD4 і VD5 у ланцюгах емітерів транзисторів і в колекторних ланцюгах – шляхом керованого шунтування навантаження через діоди VD1-VD3. Струм діодів змінюється підсилювачем постійного струму, зібраного на транзисторах VT1-VT3. Стабілізація вхідного каскаду по постійному струму здійснюється через емітерний повторювач VT6. Змішувач у даній мікросхемі виконаний по подвійній балансовій схемі на транзисторах VT11-VT12 і VT7-VT10. Один з його виходів (15 або 16) може використовуватися для включення контуру детектора АРУ підсилювача радіочастоти, а з іншого – для подачі сигналу ПЧ на фільтр зосередженої селекції. Режим цього каскаду по постійному струму встановлюється за допомогою напруги на діоди VD6-VD8. Гетеродин у мікросхемі побудовано на транзисторі VT13. Контур гетеродину підключається як зовнішній, стосовно мікросхеми, елемент. Підсилювач проміжної частоти складається із чотирьох диференціальних каскадів: перший каскад – транзистори VT18 і VТ19, другий – VT22-VT23, третій – VT26, VT27; четвертий – VT29 і VT30. Перші три каскади мають регульоване підсилення. Регулювання здійснюється через діоди VD15-VD20. Керуючий підсиленням сигнал знімається із транзистора VT31. Цей транзистор разом із транзисторами VT32-VT34 утворює підсилювач постійного струму. Така схема дає можливість одержати глибину регулювання підсилення ППЧ більш 60 dВ. Скористуємося регулювальною характеристикою підсилювача високої частоти, представленої на рисунку.4. З неї видне, що для забезпечення обраного коефіцієнта підсилення підсилювача радіочастоти КПРЧ = 20 dВ, необхідно подати на вивід 3 використовуваної мікросхеми керуючу напругу U3 = 0,31 В.
Рисунок4.2-Типова принципова схема приймача на мікросхемі К174ХА2 4.1 Вибір фільтра зосередженої селекції Замість багатоконтурних LС-фільтрів у схемах підсилювачів проміжної частоти із зосередженою вибірковістю з успіхом можна застосовувати п’єзоелектричні, електромеханічні й п’езомеханічні фільтри. Зазначені фільтри, маючи малі габарити й масу, мають близьку до ідеальної АЧХ. Наш фільтр, виходячи з вимог ТЗ і розрахунків вхідного кола повинен забезпечити затухання по сусідньому каналу Sскп = 35 dВ і вносити затухання в смузі пропущення не більш 0,25 dВ. Вибираємо по таблиці 6.6 [1] пьезомеханічний фільтр ПФ1П-4-1, тому що він має мале затухання Lф у смузі пропускання й достатнє ослаблення при розстройці ± 10 кГц від номінальної проміжної частоти fп = 465 кГц. Мала критичність п’езомеханічних фільтрів до зміни навантажувальних опорів дозволяє підключати їх до наступного каскаду безпосередньо ( без узгоджувального трансформатора). Вхідний опір фільтра та вихідний попереднього каскаду треба узгоджувати. Тому найбільше поширення одержала схема міжкаскадного зв'язку, у якому фільтр підключений до колекторного ланцюга через широкосмуговий контур. Така схема представлена на рис.4.2.. Розрахунки зводиться до визначення елементів зв'язку. Параметри фільтра: загасання на частоті номінальне значення характеристичних опорів: вихідного Wб = 1 кОм; вхідного Wк = 2 кОм. Визначаємо показник зв'язку фільтра з підсилювачем: , де:
d – конструктивне загасання контуру (звичайно d?0,01)
Рисунок.4.2 - Спрощена схема узгодження фільтра з колекторним та базовим колами
Індуктивність контурної котушки:
Коефіцієнт включення:
Індуктивність котушки зв'язку фільтра з контуром: , де: К1 – коефіцієнт зв'язку, звичайно рівний 0,7…0,9. Виберемо К1 = 0,8.
Ємність контуру:
4.2 Вибір і розрахунки схеми демодулятора Для детектування безперервних амплітудно-модульованих сигналів можливо застосовувати діодні або транзисторні детектори. Головний недолік транзисторних колекторних детекторів – великий рівень нелінійних викривлень. Правда, для них Кд>1, але підсилення сигналу до потрібного рівня можна зробити потім в ППЧ, при цьому сумарні викривлення сигналу будуть менше. Діодні детектори можуть бути паралельного й послідовного типу. Частіше застосовуються послідовні детектори, що мають відносно великий вхідний опір. Паралельні детектори застосовують лише тоді, коли контур останнього каскаду УПЧ перебуває під напругою живлення й сигнал на детектор подається через роздільний конденсатор. Отже, вибираємо послідовний діодні детектор, зображений на рис.4.3.. Вхідна напруга на детектор подається з контуру останнього каскаду ППЧ (Lк Ск).
Рисунок.4.4- Схема послідовного детектора Конденсатор З1 сприяє підвищенню коефіцієнта передачі детектора, ланка С2 R1 є фільтром проміжної частоти. Взагалі, схема послідовного детектора забезпечує кращу фільтрацію напруги проміжної частоти, чому паралельна. Як правило, постійна складова випрямленої напруги детектора в наступних каскадах приймача не використовується і є небажаною. Для її усунення в схему вводиться роздільний конденсатор Ср, реактивний опір якого на низькій частоті малий. Уведення роздільного конденсатора зменшує навантаження детектора на частоті модуляції й може привести до більших нелінійних викривлень прийнятого сигналу. Для зменшення нелінійних викривлень у детекторі із зазначеної причини прибігають до поділу навантаження детектора. Вибираємо діод D9Б, тому що він має малий внутрішній опір Ri = 10 Ом, та великий зворотній опір Rобр = 0,4·106 Ом и порівняно невеликою ємністю СD = 1·10-12 Ф. Прийнятний коефіцієнта частотних спотворень МВ = МН = 1,06. Необхідний вхідний опір детектора: , де: dэ – затухання останнього контуру ППЧ із врахуванням Rвх д; d – затухання того ж контуру без врахування дії детектора: . В вузькосмугових ППЧ можна прийняти . Опір навантаження послідовного детектора: , так як Rн>200 кОм, застосовуємо повне підключення діода до контуру. Розрахуємо еквівалентну ємність навантаження детектора з умов відсутності нелінійних викривлень.
Виходячи зі співвідношення за рис.9.2 [1] знаходимо, що - динамічний внутрішній опір детектора. Розрахуємо еквівалентну ємність навантаження детектора, виходячи із припустимих частотних викривлень МВ.
Зі значень СН, знайдених по формулах (4.1) і (4.2)вибираємо найменшу, тобто СН = 157 пФ. , де: RБ max – максимально припустимий опір у ланцюзі бази наступного транзистора.
Коефіцієнт фільтрації напруги проміжної частоти для послідовного детектора:
При розрахованому КФ забезпечиться задане в ТЗ ослаблення на проміжній частоті Sпч = 32 dВ. Зі співвідношення за рис.9.2 [1] знаходимо Кд = 0,95
Uвх=0,6 У m=0,3 R1=200 кОм R2=18 кОм Rн=218 кОм
4.3 Вибір і розрахунки схеми АРП АРП забезпечує необхідну відносну сталість вихідної напруги приймача в умовах зміни потужності прийнятих сигналів. Інерційні системи АРП зі зворотним зв'язком являють собою замкнену нелінійну систему автоматичного регулювання, що містить підсилювальний тракт приймача з регульованим коефіцієнтом підсилення й ланцюг регулювання. Остання складається з детектора АРП, фільтра й підсилювача. У загальному випадку, може бути ще схема затримки. Структурна схема системи АРП, застосованої в цьому випадку показана на рис.4.3. Характеристики такої системи і її динамічні властивості визначаються видом регулювальної характеристики регульованого підсилювального тракту й властивостями ланцюги регулювання, що забезпечує формування регулюючої напруги Uр. Регулювальна характеристика ППЧ, реалізованого в мікросхемі К174ХА2 наведена на рис.4.4. і взята з [1].
Рисунок.4.5 - Структурна схема системи АРП
Рисунок 4.6 - Регулювальна характеристика ППЧ для ІС К174ХА2 Регулювальна характеристика є нелінійною. Частіше при аналізі й розрахунках систем АРП користується її відрізочно-лінійною апроксимацією. У переважній більшості випадків для інженерного розрахунків виявляється цілком припустима апроксимація трьома відрізками прямій (рис.4.5). Основним параметром регулювальної характеристики є її крутість Sр. Вимоги до ефективності системи АРП визначаються завданням коефіцієнтів: ; . У процесі роботи системи АРП підсилення каскадів приймача, охоплених ланцюгом регулювання, змінюється від максимального значення Ко до деякого мінімального значення Кmin, обумовленого найбільшим рівнем вхідного сигналу. Відносна зміна посилення являє собою глибину регулювання
Вона визначається тільки регульованими каскадами. Коефіцієнти D і В визначають необхідні вимоги до глибини регулювання, а тим самим і до виду регулювальної характеристики.
У нашім випадку: , тому, що, робота системи АРП буде проходити на «хвості» регулювальної характеристики з меншим значенням її крутості й більшою регулюючою напругою. При такому режимі роботи необхідну ефективність системи АРП можна реалізувати за допомогою додаткового підсилення в ланцюзі регулювання. Вимоги до підсилення в ланцюзі регулювання, тобто до добутку коефіцієнта передачі детектора АРП Кд і коефіцієнта підсилення підсилювача АРП Кп можна знайти: , де: В = 1,995 – із ТЗ Um вих min – напруга на виході останнього каскаду, охопленого ланцюгом регулювання, при вхідному сигналі приймача, що відповідає його чутливості. З [5] знаходимо, що Um вих min ? 63 мВ.
Таке підсилення (Кп) повинен забезпечити підсилювач АРП, реалізований у мікросхемі К174ХА2. Очевидно, що таке підсилення достатне, тобто забезпечена задана глибина регулювання. У використовуваній мікросхемі охоплені регулюванням n=3 каскаду ППЧ. Динамічні властивості системи АРП з ОС визначаються, з одного боку, постійними часу фільтрів і інших інерційних елементів ланцюги регулювання, а з іншого деяким узагальненим параметром системи М = КдКуSрumвх. Максимальна швидкодія системи АРП буде мати місце при найбільшім значенні зазначеного параметра, яке приблизно для n ? 6 можна вважати рівним:
Так як не задані вимоги до тривалості перехідного процесу tАРУ, а є вимоги до рівня нелінійних викривлень у вигляді коефіцієнта гармонік Кг=0,12, то при виборі постійної часу фільтра АРП будемо виходити із забезпечення Кг. У приймачах АМ сигналів АРП є причиною зв'язку (ОС) по, що обгинає вхідного сигналу, особливо на її НЧ складових і їх гармоніках. Така ОС викликає зміна коефіцієнта модуляції прийнятого сигналу, вносить додаткові фазові й нелінійні викривлення. Ступінь цих викривлень залежить від постійної часу фільтра й Мmax. Тому для АРП 1го порядку постійну часу вибирають по формулі: ; Нехай СФ = 510-6 Ф, тоді . 4.4 Вибір схеми ПНЧ Для забезпечення малих вагогабаритних показників приймача, підвищення його надійності, забезпечення необхідних у ТЗ параметрів і одержання додаткових можливостей у регулюваннях використовуємо в якості ПНЧ мікросхему К174УН7. Це розповсюджена ИС, її застосування обґрунтоване як технічно, так і економічно. Даний підсилювач складається із трьох каскадів. Вхідним каскадом підсилювача є емітерний повторювач (VT1 і VT2). Вхідний опір цього каскаду більше 50 кОм. У колектор транзистора VT2 включене динамічне навантаження, побудована на транзисторі VT3. Цей транзистор є генератором постійного струму. Стабілізація струму забезпечується транзисторами VT4 і VT5. Вхідний каскад дає велике підсилення. Сигнал з колектора транзистора VT2 проходить через емітерний повторювач VT6, VT7, VT8, VT10. Далі сигнал надходить на кінцевий двотактний каскад, транзистори VT14, VT16 якого утворюють одне плече, а транзистори VT15 і VT17 – інше. Цей каскад забезпечує вихідний струм підсилювача. Для стабілізації робочої крапки служить складений каскад на VT11 і VT12. Основні параметри підсилювача: напруга живлення 9-15В; струм споживання без вхідного сигналу 20 мА; коефіцієнт гармонік для вихідної потужності 4,5 Вт – 10%; вихідна потужність 4,5 Вт; смуга частот 40 – 20000 Гц; вхідний опір 50 кОм; коефіцієнт підсилення 40 dВ. Практично схема підсилювача наведена на рис.4.6. Вихідна потужність підсилювача на навантаженні 8 Ом становить 1,5 Вт; коефіцієнт гармонік не більш 1%; діапазон частот від 50 до 12000 Гц; чутливість підсилювача 20 мВ. Тембр регулюється потенціометром R4: при зменшенні R4 знижується рівень високочастотних складових; при збільшенні R4 знижуються низькочастотні складові.
Рисунок 4.7 - Схема включення мікросхеми К174УН7. Закордонні аналоги A210K, TBA-810, TBA-810S Підсилювач потужності низької частоти з номінальною вихідною потужністю 4,5 Вт при навантаженні 4 Ом. Мікросхема конструктивно оформлена в корпусі типу 238.12-1. Призначення виводів: 1 — живлення ( + Uи.п); 4 — вивід; 5 — корекція; 6 — зворотний зв'язок; 7 — фільтр; 8 — вхід; 9 — корпус ( — Uи.п); 10 — емітер вихідного транзистора; 12 — вихід. Мікросхему не можна застосовувати без додаткового тепловідводу при потужності в навантаженні більш 0,27 Вт. Теплові опори мікросхеми: Rпер-окр = 100 °С/Вт; Rпер-окр = 20°С/Вт. Мікросхема працює стійко від джерела сигналу із внутрішнім опором R 15 Ом. При виникненні паразитної генерації рекомендується підбирати ємності З4 і З5 ( згідно з типовою схемою включення). При зниженні напруги живлення й використанні навантаження з опором більш 4 Ом вихідна потужність зменшується. Висновок У ході даного проектування був зроблений ескізний розрахунки супергетеродинного приймача. На основі ескізного розрахунків була складена принципова схема приймача, що задовольняє вимогам технічного завдання й проведений повний розрахунки підсилювача проміжної частоти. Також були розраховані елементи всіх контурів приймача. Список використаної літератури Проектирование радиоприемных устройств: Учебное пособие для ВУЗов/Под ред. А.П.Сиверса. М: Сов.радио, 1976. 488 с.: ил. Лузин В.И., Никитин Н.П. Проектирование радиоприемных устройств: Методические указания. Свердловск: УПИ, 1990. 20 с. Бобров Н.В., Максимов Г.В., Мичурин В.Н. Расчет радиоприемников. М: воениздат, 1971, 180с. :ил. Горшелев В.Д., Красноцветова З.Г., Федорцев Б.Ф. Основы проектирования радиоприемников. М: Энергия, 1977. 384с. :ил. Горшков Б.И. Элементы радиоэлектронных устройств. Справочник. М:”Радио и связь”, 1988 316с. Додаток 1 Технічні дані мікросхеми К174УН7
Рисунок.1. Розташування й призначення виводів ІМС К174УН7
Рисунок.2. Корпус 201.12-1
Рисунок 3. Залежність коефіцієнта нерівномірності Залежність коефіцієнта гармонік АЧХ від частоти вхідного сигналу для ІМС К174УН7 від вихідної потужності для ІМС К174УН7
Рисунок 4. Залежність коефіцієнта гармонік від частоти вхідного сигналу в типовій схемі включення ІМС К174УН7 Додаток 2 Технічні дані мікросхеми К174ХА2 Схема підсилення сигналів високої й проміжної частоти із системою АРП, перетворення сигналів високої частоти в сигнали проміжної частоти. Призначена для використання в радіомовних супергетеродинних приймачах 1...3 класів з амплітудною модуляцією.
