3.6. ПОСЛІДОВНЕ І ПАРАЛЕЛЬНЕ З'ЄДНАННЯ
При випрямленні більш високих напружень доводиться з'єднувати діоди послідовно, з тим щоб зворотна напруга на кожному діоді не перевищувала граничного значення. Але внаслідок розкиду зворотних опорів у різних зразках діодів одного і того ж типу на окремих діодах зворотна напруга може виявитися вищою за граничну, що може спричинити пробій діодів. Пояснимо це прикладом.
Нехай в деякому випрямлячі амплітуда зворотної напруги становить 1000 В і застосовані діоди з Uзв макс = 400 В. очевидно, що необхідно з'єднати послідовно не менше трьох діодів. Припустимо, що зворотні опори діодів Rзв1 =Rзв2 =1 МОм , а Rзв3= 3 MOM.
Зворотна напруга розподіляється пропорційно зворотним опорам, і тому вийде Uзв1 = Uзв2 = 200 В, а Uзв3 = 600 В. На третьому діоді (до речі, він є найкращим, оскільки у нього найбільше значення Rзв) зворотна напруга вища за граничну, і він може пробитися. Якщо це станеться, то напруга 1000 В розподілиться між діодами, що залишилися і на кожному з них буде 500 В. Ясно, що будь-який з цих діодів може пробитися, після чого вся зворотна напруга 1000 В буде прикладена до одного діода, який його не витримає. Такий послідовний пробій діодів іноді відбувається за долі секунди.
Для того щоб зворотна напруга розподілялося рівномірно між діодами незалежно від їх зворотних опорів, застосовують шунтування діодів резисторами (рис.3.13). Опори Rш резисторів повинні бути однакові і значно менше найменшого із зворотних опорів діодів. Але разом з тим Rш не повинен бути дуже малим, щоб понадміру не зріс струм при зворотній напрузі, тобто щоб не погіршилося випрямлення. Для розглянутого прикладу можна взяти резистори з опором 100 ком. Тоді при зворотній напрузі опір кожної ділянки кола, що складається з діода і шунтуючого резистора, буде трохи менше 100 ком і загальна зворотна напруга розділиться між цими ділянками приблизно на три рівні частини. На кожній ділянці ця напруга виявиться меншою за 400 В і діоди будуть працювати надійно. Звичайно шунтуючі резистори мають опір від декількох десятків до декількох сотень кілоом.
Паралельне з'єднання діодів застосовують в тому випадку, коли необхідно отримати прямий струм, більший за значення граничного струму одного діода. Але якщо діоди одного типу просто з'єднати паралельно, то внаслідок неоднаковості вольт-амперних характеристик вони виявляться не однаково навантаженими, а в деяких струм буде більшим граничного. Відмінність у прямому струмі у однотипних діодів може складати десятки відсотків.
Для прикладу на рис.3.14, показані характеристики прямого струму двох діодів одного і того ж типу, у яких Iпр mах = 0,2 А. Нехай від цих діодів потрібно отримати прямий струм 0,4 А. Якщо їх з'єднати паралельно, то при струмі 0,2 А на першому діоді напруга буде складати 0,4 В (крива 1). А на другому діоді при такому ж значенні напруги струм буде лише 0,05 А (крива 2). Таким чином, загальний струм становитиме 0,25 А, а не 0,4 А. Збільшувати напруги на діодах не можна, оскільки в першому діоді струм стане більшим граничного значення.
З характеристик видно, що для отримання у другому діоді струму 0,2 А треба мати на ньому напругу 0,5 В, тобто на 0,1 В більше, ніж на першому діоді. Тому, щоб встановити правильний режим роботи діодів, треба підвести до них напруги 0,5 В, але послідовно з першим діодом ввімкнути вирівнювальний резистор (рис. 3.14.б) з метою поглинання зайвої для першого діода напруги 0,1 В. Ясно, що опір цього резистора RВ = 0,1 В / 0,2 А = 0,5 Ом. При наявності такого резистора обидва діоди будуть навантажені однаково струмом в 0,2 А.
Практично рідко вмикають паралельно більше трьох діодів. Вирівнювальні резистори з опором в десяті долі ома або одиниці ом звичайно підбирають експериментально до отримання в робочому режимі однакових струмів у діодах. Іноді вмикають вирівнювальні резистори з опором, в декілька разів більшим, ніж прямий опір діодів, для того щоб струм у кожному діоді визначався головним чином опором RВ. Але в цьому випадку відбувається додаткове падіння напруги на RВ, що перевищує в декілька разів пряму напругу діодів, і ККД, звичайно, знижується. Якщо небажано вмикати вирівнювальні резистори, то треба підібрати діоди з приблизно однаковими характеристиками. Однак рекомендується по можливості не вдаватися до паралельного з'єднання діодів.
3.7. ІМПУЛЬСНИЙ РЕЖИМ НАПІВПРОВІДНИКОВИХ ДІОДІВ
У багатьох сучасних радіоелектронних пристроях напівпровідникові діоди часто працюють в імпульсному режимі при тривалості імпульсів, рівній одиницям або часткам мікросекунди. Розглянемо особливості цього режиму на прикладі, коли діод сполучений послідовно з навантаженням, опір якого RН у багато разів більше прямого опору діода (Rн >> Rпр). Нехай таке коло знаходиться під дією імпульсної напруги, яка складається з короткого імпульсу прямої напруги (додатний імпульс), що відмикає діод, і більш тривалого імпульсу зворотної напруги (від’ємний імпульс), що надійно замикає діод до приходу наступного додатного імпульсу. Імпульси напруги мають прямокутну форму (рис.3.15, а).
Графік струму, а отже, і пропорційної йому напруги на RН показаний для цього випадку на рис. 3.15.б). При прямій напрузі струм в колі визначається опором RH. Хоч прямий опір діода нелінійний, але він майже не впливає на струм, оскільки у багато разів менший RH. Тому імпульси прямого струму майже не спотворені. Деякі порівняно невеликі спотворення можуть спостерігатися тільки при дуже коротких (тривалістю в долі мікросекунди) імпульсах.
При зміні полярності напруги, тобто при подачі зворотної напруги, діод закривається не відразу, а протягом деякого часу проходить імпульс зворотного струму (рис.3.15.б), який значно перевищує за амплітудою зворотний струм встановленому режимі Ізв.вст. Причини виникнення імпульсу зворотного струму такі ж, як і при роботі діода на високих частотах. Головна причина - це розряд дифузійної ємності, тобто розсмоктування зарядів, створених рухливими носіями в n і р-областях. Оскільки концентрації домішок в цих областях звичайно, суттєво відрізняються, то практично імпульс зворотного струму формується за рахунок розсмоктування заряду, нагромадженого в базі, тобто в області з відносно малою провідністю. Наприклад, якщо n-область є емітером, а р-область базою, то при прямому струмі можна нехтувати потоком дірок з р-області в n-область і розглядати тільки потік електронів з n-області в р-область.
Цей дифузійний потік через перехід спричиняє нагромадження електронів в р-області, оскільки вони не можуть відразу рекомбінувати з дірками або дійти до виводу від р-області. При зміні полярності напруги нагромаджений в базі заряд починає рухатися в зворотному напрямку і виникає імпульс зворотного струму. Чим більше був прямий струм, тим більше електронів нагромаджувалося в базі і тим більший імпульс зворотного струму. Рухаючись від бази зворотно в емітера, електрони частково рекомбінують з дірками, а частково проходять через n-область до металевого виводу від цієї області.
Зникнення (розсмоктування) заряду, нагромадженого в базі, триває деякий час. До кінця розсмоктування зворотний струм досягає свого сталого, дуже малого, значення Ізв.вст. Інакше можна сказати, що зворотний опір діода Rзв спочатку є порівняно невеликим, а потім поступово зростає до свого нормального сталого значення.
Час ?від від моменту виникнення зворотного струму до моменту, коли він приймає стале значення, називають часом відновлення зворотного опору. Цей час - важливий параметр діодів, призначених для роботи в імпульсному режимі. У таких діодів ?від не перевищує десятих часток мікросекунди. Чим воно менше, тим краще: тоді діод швидше закривається.
Друга причина виникнення імпульсу зворотного струму - заряд ємності діода під дією зворотної напруги. Зарядний струм цієї ємності складається з струмом розсмоктування заряду, і в результаті виходить сумарний імпульс зворотного струму, який тим більше, чим більша ємність діода. Ця ємність у спеціальних діодів призначених для роботи в імпульсному режимі не перевищує одиниць пікофарад.
Якщо імпульс прямого струму має тривалість значно більшу, ніж тривалість розглянутих перехідних процесів, то імпульс зворотного струму виходить у багато разів більш коротким рис. 3.15, в) і його можна не брати до уваги.
Імпульсні діоди, крім параметрів ?від і Сд, характеризуються ще рядом параметрів. До них відносяться постійна пряма напруга Uпр, постійний прямий струм Iпр, зворотний струм Iзв, зворотна напруга Uзв, максимально допустима зворотна напруга Uзв.mах і значення імпульсного прямого струму Iпр імп. і максимального прямого імпульсного струму Імакс пр.
3.8. ОСНОВНІ ТИПИ НАПІВРОВІДНИКОВИХ ДІОДІВ
Напівпровідникові діоди поділяються на групи за багатьма ознаками. Бувають діоди з різних напівпровідникових матеріалів, призначені для низьких або високих частот, для виконання різних функцій і відмінні один від одного за конструкцією. У залежності від структури розрізнюють точкові і площинні діоди. У точкових діодів лінійні розміри, що визначають площу n-р-переходу, такі ж, як товщина переходу, або менші за неї. У площинних діодів ці розміри значно більше товщини переходу.
Точкові діоди мають малу ємність n-р-переходу (звичайно менше за 1 пФ) і тому застосовуються на будь-яких частотах аж до НВЧ. Але вони можуть пропускати струми не більше за одиниці або десятки міліампер. Площинні діоди в залежності від площі переходу мають ємність порядку десятки пікофарад. Тому їх застосовують на частотах не вище за десятки кілогерц. Допустимий струм в площинних діодах буває від десятків міліампер до сотень ампер.
Основою точкових і площинних діодів є пластинки напівпровідника, вирізані з монокристала, що має у всьому своєму об'ємі правильну кристалічну будову. В якості напівпровідникові речовини для точкових і площинних діодів застосовують частіше за все германій і кремній, а останнім часом також арсенід галію (GaAs) та інші з'єднання.
Принцип побудови точкового діода схематично показаний на рис.3.16. Тонкий загострений провідник (голка) з нанесеною на неї домішкою приварюється за допомогою імпульсу струму до пластинки напівпровідника з певним типом електропровідності. При цьому з голки в основний напівпровідник дифундують домішки, які створюють область з іншим типом електропровідності. Цей процес називається формуванням діода. Таким чином, біля голки утворюється мініатюрний n-р-перехід півсферичної форми. Отже, різниця між точковими і площинними діодами полягає в площі n-р-переходу.
Германієві точкові діоди звичайно виготовляються з германію n-типу з порівняно великим питомим опором. До пластинки германія приварюють провідник з вольфраму, покритого індієм. Індій є для германію акцептор. Отримана область германію р-типу виконує функцію емітера. Для виготовлення кремнієвих точкових діодів використовуються кремній n-типу і голка, покрита алюмінієм, який служить акцептор для кремнію.
Площинні діоди виготовляються головним чином методами сплавлення або дифузії (рис.3.17). У пластинку германію n-типу вплавляють при температурі біля 500 °С краплю індію, яка, сплавляючись з германієм, утворить шар германію р-типу. Область з електропровідністю р-типу має більш високу концентрацію домішки, ніж основна пластинка порівняно високоомного германію, і тому є емітером. До основної пластинки германію і до індію припаюють вивід, звичайно з нікелю. Якщо за початковий матеріал взятий високоомний германій р-типу, і в нього вплавляти сурму і тоді формується емітерна область n-типу.
Потрібно зазначити, що сплавним методом отримують так звані різкі, або сходинчаті, n-р-переходи, в яких товщина області зміни концентрації домішок значно менше товщини області об'ємних зарядів у переході.
Дифузійний метод виготовлення n-p-переходу оснований на тому, що атоми домішок дифундують в основний напівпровідник. Речовина домішок при цьому звичайно знаходиться в газоподібному стані. Для того, щоб дифузія була інтенсивною, основний напівпровідник нагрівають до більш високої температури, ніж при методі сплавлення. Наприклад, пластинку германію n-типу нагрівають до 900 °С і поміщають в пари індію. Тоді на поверхні пластинки утвориться шар германію р-типу. Змінюючи тривалість дифузії, можна досить точно отримувати шар потрібної товщини. Після охолоджування його видаляють шляхом травлення з всіх частин пластинки, крім однієї грані. Дифузійний шар грає роль емітера. Від нього і від основної пластинки роблять виводи. При дифузійному методі атоми домішок проникають на відносно велику глибину в основний напівпровідник, і тому n-р-перехід виходить плавним, тобто в ньому товщина області зміни концентрації домішки співмірна з товщиною області об'ємних зарядів.
Випрямляючі площинні діоди. Широко поширені низькочастотні випрямляючі діоди, призначені для випрямлення змінного струму з частотою до одиниць кілогерц (іноді до 50 кГц). Ці діоди застосовуються у випрямляючих пристроях для живлення різної апаратури. Іноді їх називають силовими діодами. Низькочастотні діоди є площинними і виготовляються з германію або кремнію. Вони діляться на діоди малої, середньої і великої потужності, що відповідає граничним значенням випрямленого струму до 300 мА, від 300 мА до 10 А і вище за 10 А. Всі параметри діодів звичайно вказуються для роботи при температурі навколишнього середовища 20 ± 5 °С.
Германієві діоди виготовляються, як правило, шляхом вплавлення індію в германій і-типу. Вони можуть допускати" густину струму до 100 А/см2 при прямій напрузі до 0,8 В. Гранична зворотна напруга у них не перевищує 400 В, а зворотний струм звичайно буває не більш десятих часток міліампера для діодів малої потужності і одиниць міліампер для діодів середньої потужності. Робоча температура цих діодів від - 60 до + 75 °С. Якщо діоди працюють при температурі навколишнього середовища вище за 20 °С, то необхідно знижувати зворотну напругу. При зниженому атмосферному тиску або незадовільному охолоджуванні можливий перегрів діодів. Щоб не допускати його, потрібно знижувати випрямлений струм.
Потужні германієві діоди працюють з природним охолоджуванням. Вони виготовляються на випрямлений струм до 1000 А і зворотну напругу до 150 В.
Випрямляючі кремнієві діоди останнім часом набули особливо великого поширення. Вони виготовляються шляхом cплавлення алюмінію з кремнієм р - типу, а також сплаву олова з фосфором або золота з сурмою в кремній р-типу. Застосовується і дифузійний метод. У порівнянні з германієвими кремнієві діоди мають ряд переваг. Гранична густина прямого струму у них до 200 А/см2, а гранична зворотна напруга може бути до 1000 В. Робоча температура від - 60 до +125 °С (для деяких типів навіть до +150 °С). Пряма напруга у кремнієвих діодів доходить до 1,5 В, тобто трохи більше, ніж у германієвих діодів. Зворотний струм у кремнієвих діодів значно менше, ніж у германієвих.
Для випрямлення високих напруг випускаються кремнієві стовпи в прямокутних пластмасових корпусах, залитих ізолюючою смолою. Вони бувають розраховані на струм до сотень міліампер і зворотну напругу до декількох кіловольт. Для більш зручного складання різних схем випрямлення, наприклад мостових або подвоєння, служать кремнієві випрямляючі блоки. У них є декілька стовпів, від яких зроблені окремі виводи. Потужні кремнієві діоди випускаються на випрямлений струм від 10 до 500 А і зворотну напругу від 50 до 1000 В.
Випрямляючі точкові діоди.
Принцип їх побудови був вже розглянутий. Точкові діоди широко застосовуються на високих частотах, а деякі типи і на НВЧ (на частотах до декількох сотень мегагерц), і можуть також успішно працювати на низьких частотах. Ці діоди використовуються в самих різних схемах, тому їх іноді називають універсальними.
Високочастотні діоди
Високочастотні діоди можуть працювати в схемах перетворення сигналів до частот, які досягають декількох сотень мегагерц. В цій групі діодів використовується точковий перехід. Типова вольт-амперна характеристика наведена на рис.3.18. Пряма ділянка вольт-амперної характеристики описується квадратичною параболою Зворотна ділянка вольт-амперної характеристики відрізняється від характеристики площинного діода. Зворотний струм малий (оскільки мала площа переходу), а ділянка насичення вузька і неявно виражена. При зростанні зворотної напруги зворотний струм зростає лінійно за рахунок струмів генерації і витікання. Внаслідок малої площі переходу зменшується допустима потужність і ємність переходу. Вплив температури на зворотний струм менший, температура подвоєння складає (15 ÷ 20) оС. В області пробою є ділянка з від’ємним диференціальним опором. Основні електричні параметри високочастотних діодів:
МГц;
Германієві і кремнієві діоди випускаються з граничними зворотними напругами до 150 В і максимальним випрямленим струмом до 100 мА.
Імпульсні діоди. У попередньому розділі були розглянуті особливості імпульсного режиму діодів і параметри, що характеризують цей режим. Найважливішим параметром, що визначає можливість використання діода при коротких імпульсах, є час відновлення зворотного опору tвід.. Для його зменшення діоди виготовляють таким чином, щоб ємність переходу була малою і рекомбінація носіїв відбувалася якнайшвидше. Імпульсні діоди випускають на струми в імпульсі до декількох сотень міліампер і граничні зворотні напруги в декілька десятків вольт.

Рис.3.18. Вольт-амперна характеристика високочастотного діода
Для найбільш коротких імпульсів виготовляють одночасно у великій кількості так звані меза-діоди (від іспанського слова “меза”, що означає стіл). Спочатку на пластинці основного напівпровідника дифузійним методом створюється шар з іншим типом електропровідності. Потім ця пластинка покривається спеціальною маскою і зазнає травлення. Маска захищає від травлення багато невеликих ділянок. Саме в цих захищених областях залишаються n-р-переходи малого розміру, які підносяться над поверхнею пластинки у вигляді “столиків” (рис.3.19). Потім пластинка розрізається на окремі частини, кожна з яких є окремим діодом. Особливістю меза-діодів є зменшений об'єм базової області. За рахунок цього скорочується час нагромадження і розсмоктування носіїв в базі. Одночасне виготовлення великої кількості діодів з однієї пластинки забезпечує також порівняно незначний розкид їх характеристик і параметрів. Особливість полягає в зменшенні базової області та зменшення часу нагромадження і розсмоктування носіїв заряду в базовій області діода. Зарядна ємність такого переходу нижча, а напруга пробою вища ніж напруга пробою сплавного переходу. Меза-діоди мають високу швидкодію і малий час відновлення зворотного опору <10 нс.
Імпульсні діоди з мікросплавним переходом
Діоди з мікросплавним переходом займають проміжне положення між площинними і точковими. Переходи імпульсних діодів отримують шляхом вплавлення на малу глибину тонкого мм алюмінієвого провідника в монокристалічну пластинку кремнію n-типу. Такі діоди мають діаметр переходу в (3÷5) разів більший ніж точкові і мають відповідно більші допустимі струми і кращі зворотні характеристики. Вплавлення відбувається при нижчій ніж при виготовленні сплавних n-p переходів температурі. Для зменшення часу відновлення зворотного опору до рівня нс застосовується термогартування, що дозволяє в разів зменшити час життя незрівноважених носіїв заряду, а також легування напівпровідника золотом. Крім того при легуванні золотом в декілька разів зменшується зворотний струм.
Хороші імпульсні властивості ( нс, декілька пФ) мають імпульсні діоди, які отримують шляхом мікровплавлення в германієву пластину n-типу тонкого золотого провідника (діоди із золотою зв’язкою). Вплавлення здійснюється шляхом подання коротких імпульсів струму. При охолодженні утворюється рекресталізований шар германію р- типу і n-р перехід з властивостями сплавного переходу малої площі. Для зменшення опору рекристалізованого шару в золото додають галій.
Імпульсні планарно-епітаксіальні діоди
Планарно-епітаксіальна технологія полягає в дифузії домішок через отвір в захисному шарі, який нанесений на поверхню напівпровідника. Структура планарно-епітаксіального імпульсного діода наведена на рис.3.20. Вихідним матеріалом є пластина кремнію n+-типу з дуже високою питомою електропровідністю, яку легують золотом. На одній з граней пластини нарощують тонкий шар кремнію того ж n-типу провідності тієї ж структури товщиною декілька мікрон, але з більшим питомим опором, , що дозволяє отримати більш високе значення зворотної напруги. Потім шар нанесеного кремнію окисляють і на поверхні отримують плівку окису SiO2 товщиною (0,5÷1,0) мкм. Після цього методом фотолітографії і травлення в окремих місцях окисної плівки отримують отвори діаметром (50÷200) мкм і переходять до високотемпературної дифузії де дифузантом є бор або алюміній. Атоми домішок проникають через отвори і утворюють шар кремнію р-типу і n-р-перехід. Такий дифузійний перехід, який формується шляхом дифузії через отвір в захисному шарі, який нанесений на поверхню напівпровідника, називається планарним. До підкладу і до області р-типу під’єднують контакти, а окисну плівку покривають шаром низькотемпературного скла. Такі діоди мають велику ділянку прямої ділянки вольт-амперної характеристики з експоненціальною залежністю струму від напруги. Планарні імпульсні діоди мають такі електричні параметри:

Рис.3.20. Структура планарно- епітаксіального імпульсного діода
Діоди Шоткі
Це імпульсні діоди в яких використовується випрямляючі властивості на переході метал-напівпровідник. Якщо в місці контакту робота виходу електронів з напівпровідника менша від роботи виходу електронів в металі , то електрони з напівпровідника n-типу будуть переходити з напівпровідника в метал (Рис.3.21) і в приграничній області утвориться зона збіднена основними носіями заряду і тому вона буде мати великий електричний опір. Такий перехід має випрямляючі властивості.
В таких діодах відсутній процес інжекції при прямому ввімкненні і як наслідок відсутній процес нагромадження і розсмоктування зарядів. Інерційність діодів Шоткі зумовлена тільки впливом бар’єрної ємності. Основні електричні параметри діодів Шоткі:
ГГц. При малих струмах в широкому діапазоні струмів (10-12 ÷ 10-4 ) А в діодах Шоткі зберігається експоненціальна залежність між прямим струмом і прямою напругою. В якості металу застосовують: молібден, ніхром, золото і платину.

Рис.3.21. Діоди Шоткі: а) структура; б) позиційне позначення
Стабілітрони. Як було показано вольт-амперна характеристика напівпровідникових діодів в області електричного пробою має ділянку, яка може бути використана для стабілізації напруги. Така ділянка у кремнієвих площинних діодів відповідає змінам зворотного струму в широких межах. При цьому до настання пробою зворотний струм дуже малий, а в режимі пробою, тобто в режимі стабілізації, він стає такого ж порядку, як і прямий струм. У цей час випускаються виключно кремнієві стабілітрони різних типів. Їх також називають опорними діодами, оскільки стабільне напруги в ряді випадків, що отримується від них використовується як еталонне. На рис.3.22 зображена типова вольт-амперна характеристика стабілітрона при зворотному струмі, з якої видно, що в режимі стабілізації напруги змінюється незначно. Характеристика для прямого струму стабілітрона така ж, як у звичайних діодів.
Кремнієві стабілітрони можуть бути виготовлені на малі напруги (одиниці вольт), а саме такі потрібні для живлення багатьох транзисторних пристроїв.
Розглянемо основні параметри кремнієвих стабілітронів. Напруги стабілізації Uст може бути приблизно від 5 до 200 В, зміна струму стабілітрона від Imin до Iмах складає десятки і навіть сотні міліампер. Максимальна допустима потужність Рдоп, що розсівається в стабілітроні, від сотень міліват до одиниць ват. Диференціальний опір Rд в режимі стабілізації може бути від десятих часток ома для низьковольтних потужних стабілітронів до 200 Ом для стабілітронів на більш високі напруги. Низьковольтні стабілітрони невеликої потужності мають опір Rд від одиниць до десятків ом. Чим менший Rд, тим краща стабілізація напруги. При ідеальній стабілізації було б Rд = 0. Оскільки Rд є опором для змінному струму, то його не треба плутати зі статичним опором, тобто опором постійному струму R0 . Опір R0 завжди у багато разів більше Rд. Вплив температури оцінюється температурним коефіцієнтом напруги стабілізації ТКН, який характеризує зміну напруги Uст при зміні температури на один градус,
ТКН =?UСТ / (UСТ?T).
Температурний коефіцієнт напруги може бути від 10-5 до 10-3 . Значення Uст і знак ТКН залежать від питомого опору основного напівпровідника. Стабілітрони на напругу до 7 В виготовляються з кремнію з малим питомим опором, тобто з великою концентрацією домішок. У цих стабілітронах n-р-перехід має малу товщину, в ньому діє поле з високою напруженістю і пробій відбувається головним чином за рахунок тунельний ефекту. При цьому ТКН виходить від’ємний.
Якщо же застосований кремній з меншою концентрацією домішок, то n-р-перехід буде більшої товщини. Його пробій виникає при більш високих напругах і має лавинний механізм. Для таких стабілітронів характерний додатний знак ТКН.
Найпростіша схема застосування стабілітрона показана на рис. 3.23. Навантаження ввімкнене паралельно стабілітрону. Тому в режимі стабілізації, коли напруга на стабілітроні майже стала, така ж напруга буде і на навантаженні. Всі зміни напруги джерела Е при його нестабільності майже повністю поглинаються обмежувальним резистором Rобм.
Найчастіше стабілітрон працює в такому режимі, коли напруга джерела нестабільна, а опір навантаження RН сталий. Для встановлення і підтримки правильного режиму стабілізації в цьому випадку опір Roбм повинен мати певне значення. Звичайно Rобм розраховують для середньої точки (Т) характеристики стабілітрона. Якщо напруги Е змінюється від Emin до Емах, то можна Roбм знайти за наступним виразом
Roбм = (Еср- Ucт) / (Icp +Iн), (3.10)
де Еср = 0,5 (Emin + Emax) – середнє значення напруги джерела; Iср = 0,5 (Imin + Imах) середній струм стабілітрона; Iн = Ucт / Rн струм навантаження.
Якщо напруга Е буде змінюватися в ту або іншу сторону, то буде змінюватися струм стабілітрона, але напруга на ньому, а отже, і на навантаженні буде майже сталою.
Оскільки всі зміни напруги джерела повинні поглинатися обмежуючим резистором, то найбільша зміна цієї напруги, буде рівна Emax - Emin, повинна відповідати найбільшій можливій зміні струму, при якій ще зберігається стабілізація, тобто Imax - Imin. Звідси випливає, що якщо значення E змінюється на ?Е, то стабілізація буде здійснюватися тільки при дотриманні умови
?Е < (Imax-Imin) Rобм. (3.11)
Стабілізація в більш широкому діапазоні зміни ?Е можлива при збільшенні Rобм. Але з формули (3.18) виходить, що більше значення Roбм отримуємо при меншому значені Iн, тобто при більшому Rн. Підвищення Еср також дає збільшення Ін і коли необхідно отримати стабільну напруги більш низьку, ніж ту, яку забезпечує стабілітрон. Тоді послідовно з навантаженням вмикають додатковий резистор, опір якого легко розрахувати згідно із законом Ома (рис.3.21).
Другий можливий режим стабілізації застосовується в тому випадку, коли Е = const, а Rн змінюється в межах від Rнmin до Rн.mах. Для такого режиму Ro,v можна визначити за середніми значеннями струмів за формулою
Rобм = (Е - Uст)/(Iср + Iн.ср), (3.12)
де Iн.ср = 0,5 (Ін.min + Iн.mах). Причому Ін.min =Uст / Rн max і Iн.тах = Uст / Rн.min.·
Роботу схеми в даному режимі можна пояснити так. Оскільки Rобм сталий і спад напруги на ньому, складає Е - Ucт, буде сталим, то і струм в Rобм, рівний Iср + Iн.ср, також повинен бути сталим. Але це буде можливе тільки в тому випадку, якщо струм стабілітрона Iст і струм Iн змінюються на одне і теж значення, але в протилежні сторони. Наприклад, якщо Iн збільшується, то струм Iст на стільки ж зменшується, а їх сума залишається незмінною.
Для отримання більш високих значень стабільних напруг застосовується послідовне з'єднання стабілітронів, розрахованих на однакові струми (рис.3.24). Внаслідок розкиду характеристик і параметрів у окремих зразків стабілітронів даного типу їх паралельне з'єднання з метою отримання великих значень струмів не рекомендується. Воно допускається тільки при умові, що сумарна потужність, що розсівається на всіх стабілітронах, не перевищує граничної потужності одного стабілітрона.
БІПОЛЯРНІ ТРАНЗИСТОРИ
4.1. ЗАГАЛЬНІ ВІДОМОСТІ
У числі напівпровідникових приладів, тобто приладів, що служить для перетворення електричних величин, важливе місце займають транзистори. Вони являють собою напівпровідникові прилади, придатні для підсилення потужності і мають три або більше виходи . У транзисторах може бути різне число переходів між областями з різною електропровідністю. Найбільш поширені транзистори з двома nр - переходами, звані біполярний, оскільки їх робота основана на використанні носіїв заряду обох знаків. Перші транзистори були точковими, але вони працювали недостатньо стійко. У цей час виготовляються і застосовуються виключно площинні транзистори.
Побудова площинного біполярний транзистора показана схематично на рис.4.1. Він являє собою пластину германію, або кремнію, або іншого напівпровідника, в якій створені три області з різною електропровідністю. Для прикладу взятий транзистор типу nрn, що має середню область з дірковою, а дві крайні області з електронною електропровідністю. Широко застосовуються також транзистори з електропровідністю типу рnр, в яких діркову електропровідність мають дві крайні області, а середня має електронну електропровідність.
Середня область транзистора називається базою, одна крайня область  емітером, інша  колектором. Таким чином, в транзисторі є два n-p-переходи: емітерний - між емітером і базою і колекторний між базою і колектором. Віддаль між ними повинна бути дуже малою, не більшою за одиниці мікрометрів, тобто область бази повинна бути дуже тонкою. Це є необхідною умовою роботи транзистора. Крім того, концентрація домішок в базі завжди значно менше, ніж в колекторі і емітері. Від бази, емітера і колектора зроблені виводи.
Для величин, що відносяться до бази, емітера і колектора, застосовують як індекси букви “б”, “е” і “к”. Струми в провідниках бази, емітера і колектора означають відповідно Іб, Іе, Ік. Напругу між електродами позначають подвійними індексами, наприклад напруга між базою і емітером Uб-е, між колектором і базою Uк-б. При умовному графічному позначенні транзисторів рnр і nрn провідності стрілка показує умовний (від плюса до мінуса) напрямок струму в провіднику емітера при прямій напрузі на емітерному переході.
В залежності від напруга на його переходах транзистор може працювати в трьох основних режимах. При роботі в активному режимі на емітерному переході напруга пряма, а на колекторному  зворотна. Режим відсічки, або закриття, досягається подачею зворотної напруги на обидва переходи. Якщо ж на обох переходах напруга пряма, то транзистор працює в режимі насичення. Активний режим є основним. Він використовується в більшості підсилювачів і генераторів. Тому ми детально розглянемо роботу транзистора в активному режимі. Режими відсічки і насичення характерні для імпульсної роботи транзистора і також будуть розглянуті окремо.
У схемах з транзисторами звичайно розглядають два кола. Вхідне, або керуюче, коло служить для керування роботою транзистора. У вихідному, або керованому, колі виходять підсилені коливання. Джерело коливань, які підсилюються вмикаються у вхідне коло, а у вихідне вмикається навантаження. Для величин, що відносяться до вхідного і вихідного ланцюга, застосовують відповідно індекси “вх” і “вих” або 1 і 2.
4.2. ФІЗИЧНІ ПРОЦЕСИ
Розглянемо, як працює біполярний транзистор, для прикладу з електропровідністю типу nрn, в режимі без навантаження, коли ввімкненні тільки джерела постійного живлення, напруги Е1 і Е2 (рис.4.2. а). Полярність їх така, що на емітерному переході напруга пряма, а на колекторному зворотна. Тому опір емітерного переходу малий і для отримання нормального струму в цьому переході досить напруги E1 в десяті долі вольта. Опір колекторного переходу великий, і напруга Е2 звичайно складає одиниці або десятки вольт. З схеми на рис.4.2.а) видно, що напруга між електродами транзистора пов'язана простою залежністю
Uк-е = Uк-б + Uб-е.
При роботі транзистора в активному режимі звичайно завжди Uб-е<<Uк-б і, отже, Uк-е=Uк-б.
Вольт-амперна характеристика емітерного переходу являє собою характеристику напівпровідникового діода при прямому струмі (рис.3.2). А вольт-амперна характеристика колекторного переходу подібна до характеристики діода при зворотній напрузі.
Принцип роботи транзистора полягає в тому, що пряма напруга емітерного переходу, тобто ділянки база емітер (Uб-е), істотно впливає на струми емітера і колектора: чим більша ця напруга, тим більший струми емітера і колектора. При цьому зміна струму колектора лише трохи менше за зміну струму емітера. Таким чином, напруга Uб-е, тобто вхідна напруга, керує струмом колектора. Підсилення електричних коливань за допомогою транзистора основане саме на цьому явищі. Фізичні процеси в транзисторі відбуваються таким чином. При збільшенні прямої вхідної напруги Uб-e, знижується потенціальний бар'єр на емітерному переході і відповідно зростає струм Iе через цей перехід. Електрони цього струму інжектуються з емітера в базу і завдяки дифузії проникають через базу в колекторний перехід, збільшуючи струм колектора. Оскільки колекторний перехід працює при зворотній напрузі, то в цьому переході виникають об'ємні заряди, які показані на малюнку кружками із знаками “ + ” і “  ”. Між ними виникає електричне поле. Воно сприяє просуванню (екстракції) через колекторний перехід електронів, що прийшли сюди з емітера, тобто втягують електрони в область колекторного переходу.
Якщо товщина бази досить мала і концентрація дірок в ній невелика, то більшість електронів, пройшовши через базу, не встигає рекомбінувати з дірками бази і досягає колекторного переходу. Лише невелика частина електронів рекомбінує в базі з дірками. Внаслідок рекомбінації виникає струм бази. Дійсно, в сталому режимі число дірок в базі повинне бути незмінним. Внаслідок рекомбінації кожну секунду певна кількість дірок зникає, але стільки ж нових дірок виникає за рахунок того, що з бази йде в напрямі до плюса джерела Е таке ж число електронів. Інакше кажучи, в базі не може нагромаджуватися багато електронів. Якщо деяка кількість інжектованих в базу з емітера електронів не доходить до колектора, а залишається в базі, рекомбінуючи з дірками, то точно така ж кількість електронів повинно вийти з бази у вигляді струму Іб. Оскільки струм колектора виходить меншим струму емітера, то згідно з першим законом Кірхгофа завжди існує наступне співвідношення між струмами в транзисторі:
Іе = Ік + Іб
Струм бази є небажаним і навіть шкідливим явищем. Бажано, щоб він був як можна менший. Звичайно Іб складає малу частку (відсотки) струму емітера, тобто І6 << Іе а отже, струм колектора лише трохи менший струму емітера і можна вважати . Саме для того, щоб струм Іб був як можна менший, базу роблять дуже тонкою і зменшують в ній концентрацію домішок, яка визначає концентрацію дірок. Тоді менше число електронів буде рекомбінувати в базі з дірками.
Якби база мала значну товщину і концентрація дірок в ній була велика, то значна частина електронів емітерного струму, дифундуючи через базу, рекомбінувала б з дірками і не дійшла б до колекторного переходу. Струм колектора майже не збільшувався б за рахунок електронів емітера, а спостерігалося б лише збільшення струму бази.
Коли до емітерного переходу напруга не прикладене, то практично можна вважати, що в цьому переході немає струму. У цьому випадку область колекторного переходу має великий опір постійному струму, оскільки основні носії зарядів віддаляються від цього переходу і по обидві сторони від границі створюються області, збіднені цими носіями. Через колекторний перехід протікає лише дуже невеликий зворотний струм, викликаний переміщенням назустріч один одному неосновних носіїв, тобто електронів з р-області і дірок з n-області.
Але якщо під дією вхідної напруги виник значний струм емітера, то в область бази зі сторони емітера виникає інжекція електронів, які для даної області є неосновними носіями. Не устигаючи рекомбінувати з дірками при дифузії через базу, вони доходять до колекторного переходу. Чим більше струм емітера, тим більше електронів приходить до колекторного переходу і тим менше стає його опір. Відповідно збільшується струм колектора. Інакше кажучи, із збільшенням струму емітера в базі зростає концентрація неосновних носіїв, які інжектуються з емітера, а чим більше цих носіїв, тим більший струм колекторного переходу, тобто струм колектора.
За прийнятою термінологією, емітером потрібно називати область транзистора, призначенням якої є інжекція носіїв заряду в базу. Колектором називають область, призначенням якої є екстракція носіїв заряду з бази. А базою є область, в яку емітер інжектує неосновні для цієї області носії заряду.
Потрібно зазначити, що емітер і колектор можна поміняти місцями (так званий інверсний режим). Але в транзисторах, як правило, колекторний перехід виготовляють зі значно більшою площею, ніж емітерний, оскільки потужність, що розсіюється на колекторному переході, набагато більша, ніж потужність, яка розсіюється на емітерному переході. Тому якщо використати емітер як колектор, то транзистор буде працювати, але його можна застосовувати тільки при значно меншій потужності, що недоцільно. Якщо площі переходів зроблені однаковими (транзистори в цьому випадку називають симетричними), то будь-яка з крайніх областей може з однаковим успіхом працювати в якості емітера або колектора.
Оскільки в транзисторі струм емітера завжди рівний сумі струмів колектора і бази, то приріст струму емітера також завжди дорівнює сумі приростів колекторного і базового струму:

Важливою властивістю транзистора є приблизно лінійна залежність між його струмами, тобто всі три струми транзистора змінюються майже пропорційно один одному.
Ми розглянули фізичні явища в транзисторі типу n-р-n. Подібні ж процеси відбуваються в транзисторі типу р-n-р, але в ньому міняються ролями електрони і дірки, а також змінюється полярність напруг і напрямки струмів (рис. 4.2.б). В транзисторі типу р-n-р з емітера в базу відбувається інжекція не електронів, а дірок, які є для бази неосновними носіями. Із збільшенням струму емітера більше таких дірок проникає через базу до колекторному переходу. Це спричиняє зменшення його опору і зростання струму колектора.
Роботу транзистора можна наочно представити за допомогою потенціальної діаграми, яка наведена на рис.4.3 для транзистора з електропровідністю типу n-р-n. Цю діаграму зручно використати для створення механічної моделі транзистора. Потенціал емітера прийнятий за нульовою. У емітерному переході є невеликий потенціальний бар'єр. Чим більша напруга Uб-е, тим нижчий цей бар'єр. Колекторний перехід має значну різницю потенціалів, яка прискорює електрони. У механічній моделі кульки, аналогічні електронам, за рахунок своїх власних швидкостей підіймаються на бар'єр, аналогічний емітерному переходу, проходять через область бази, а потім прискорено скочуються з гірки, аналогічної колекторному переходу.
Крім розглянутих основних фізичних процесів в транзисторах доводиться враховувати ще ряд явищ.
Істотно впливає на роботу транзисторів опір бази rб, тобто опір, який база складає для струму бази Іб0 (нуль в індексі тут означає, що дана величина відноситься до постійного струму.) Цей струм протікає до виводу в напрямку, перпендикулярному напрямку емітер-колектор. Оскільки база дуже тонка, то в напрямку від емітера до колектору, тобто для струму Ік, її опір дуже малий і не береться до уваги. А в напрямку до висновку бази опір бази rб (його називають поперечним) досягає сотень ом, оскільки в цьому напрямі база аналогічна дуже тонкому провіднику. Напруга на емітерному переході завжди менше, ніж напруга Uб-е між виводами бази і емітера, оскільки частина напруга, що підводиться втрачається на опорі бази. З урахуванням опору rб0 можна зобразити еквівалентну схему транзистора для постійного струму так, як це зроблене на рис.4.4. На цій схемі rе0 опір емітера, в який входять опір емітерного переходу і емітерної області. Значення rе0 в малопотужних транзисторів досягає десятків ом. Це випливає з того, що напруга на емітерному переході не перевищує десятих часток вольта, а струм емітера в таких транзисторах складає одиниці міліампер. У більш потужних транзисторів Iе0 більший, а rе0 відповідно менший. Опір rе0 визначається формулою (в омах)
rе0 ? 25 / Іе0,
де струм Іе0 підставляється в міліамперах.
Опір колектора rк0 є практично опором колекторного переходу і складає одиниці і десятки кілоом. У нього входить також опір колекторної області, але він порівняно малий і ним можна нехтувати.
Схема на рис.4.4 є достатньо наближена, оскільки насправді емітер, база і колектор мають між собою контакт не в одній точці, а у безлічі точок по всій площі переходів. Проте ця схема може застосовуватися для розгляду багатьох практичних процесів в транзисторі.
При підвищенні напруги на колекторному переході в ньому відбувається лавинне розмноження носіїв заряду (головним чином в результаті ударної іонізації). Це явище і тунельний ефект здатні викликати електричний пробій, який при зростанні струму може перейти в тепловий пробій переходу. Електричний і тепловий пробої колекторного переходу в транзисторі відбуваються в основному так само, як і в напівпровідниковому діоді. Але в транзисторі при надмірному колекторному струмі може виникати тепловий пробій без попереднього електричного пробою, тобто без підвищення напруга на колекторному переході до пробивної. Це явище, яке пов'язане з перегрівом колекторного переходу в окремій його частині, отримало назву вторинного пробою.
Зміна напруги на колекторному і емітерному переходах супроводжується зміною товщини цих переходів. У результаті змінюється товщина бази. Таке явище називають модуляцією товщини бази. Це явище необхідно враховувати при підвищенні напруга колектор база, оскільки тоді товщина колекторного переходу зростає, а товщина бази зменшується. При дуже тонкій базі може статися ефект змикання (“прокол” бази) з'єднання колекторного переходу з емітерним. У цьому випадку область бази зникає і транзистор перестає нормально працювати.
При збільшенні інжекції носіїв з емітера в базу відбувається нагромадження неосновних носіїв заряду в базі, тобто збільшення концентрації і сумарного заряду цих носіїв. Навпаки, при зменшенні інжекції відбувається зменшення концентрації і сумарного заряду неосновних носіїв у базі. Цей процес називають розсмоктуванням неосновних носіїв заряду в базі.
У ряді випадків необхідно враховувати протікання по поверхні транзистора струмів витоку, що супроводжується рекомбінацією носіїв у поверхневому шарі областей транзистора.
Встановимо співвідношення між струмами в транзисторі. Струм емітера керується напругою на емітерному переході, але до колектора дійде трохи менший струм, який можна назвати керованим колекторним струмом Ік.кер. Частина носіїв, які виникають за рахунок їх інжекції з емітера в базу рекомбінує, тому
Ік.кер =?Іе,
де ? - коефіцієнт передачі струму емітера, що є основним параметром транзистора; при типових значеннях струмів емітера він може приймати значення від 0,950 до 0,998.
По мірі послаблення рекомбінація інжектованих носіїв в базі, значення ? прямує до 1. Через колекторний перехід завжди проходить дуже невеликий (не більше за одиниці мікроампер) некерований зворотний струм Ік0 (рис. 4.5), який називають також ще початковим струмом колектора. Він некерований тому, що не проходить через емітерний перехід. Таким чином, повний колекторний струм
Ік = ?Іе + Ік0
У багатьох випадках Ік0 << Іе і можна вважати, що Якщо треба виміряти Ік0, це роблять при обірваному виводі емітера. Дійсно, з формули (4.6), випливає що при Іе = О струм Ік =Ік0.
Перетворюємо вираз (4.6) так щоб отримати залежність струму Ік від струму бази Іб. Замінимо Іе сумою струмів Ік +Іб
Ік = ?(Ік + Іб) +Ік0·
Вирішимо це рівняння відносно Ік. Тоді отримаємо

позначимо
, а
і напишемо остаточний вираз
Ік =?Іб + І(к-е)0·
Тут ? коефіцієнт передачі струму бази і становить декілька десятків. Наприклад, якщо ?= 0,95, то
,
а якщо ? = 0,99, що означає, що ? збільшився на 0,04
,
тобто ? збільшився в понад п'ять разів.
Таким чином, незначні зміни ? приводять до великих змін ? . Коефіцієнт ?, так само як і ?, відноситься до важливих параметрів транзистора. Якщо відомий ?, те можна визначити ? за формулою
.
Потрібно відзначити, що коефіцієнт ? не є сталим. Він залежить від режиму роботи транзистора, зокрема від струму емітера. При малих і великих струмах ? зменшується, а при деякому середньому значенні струму досягає максимуму. У межах робочих значень струму емітера ? змінюється порівняно мало.
Коефіцієнт ? змінюється в залежності від режиму роботи транзистора набагато більше, ніж коефіцієнт ?. При деякому середньому значенні струму емітера коефіцієнт ? максимальний, а при менших і великих струмах він знижується, причому іноді в декілька разів.
Струм Іке0 називають початковим наскрізним струмом, оскільки він протікає через весь транзистор (через три його області і через обидва n-р-переходи) в тому випадку, якщо Іб = 0, тобто обірваний вивід бази. Дійсно, з рівняння (4.7) при Іб = 0 отримуємо Ік = Іке0. Наскрізний струм складає десятки або сотні мікроампер і значно перевершує початковий струм колектора Ік0). Струм i (к-е)0 = Ік0 / (1- ?) і, знаючи, що ? /(1 - ?) =? , неважко знайти І (к-е)0 = (? + 1) Ік0 ,а оскільки ? >> 1, то

Порівняно велике значення струму Іке0 пояснюється тим, що деяка частина напруга uк прикладена до емітерного переходу, як пряма напруга. Внаслідок цього зростає струм емітера, а він в цьому випадку і є наскрізним струмом.
При значному підвищенні напруга Uк-е струм Iке0 різко зростає і відбувається електричний пробій. Необхідно зазначити, що, якщо Uк-е не дуже мала, то при обриві кола бази іноді в транзисторі може спостерігатися швидке, лавиноподібне збільшення колектора струму, що приводить до перегріву і виходу транзистора з ладу (при умові, що в колі колектора відсутній резистора, який обмежує зростання струму). У цьому випадку відбувається наступний процес: частина напруга Uк-е, діюча на емітерному переході, збільшує струм Iе і практично рівний йому струм Iк, на колекторний перехід надходить більше носіїв, його опір і напруга на ньому зменшуються, і за рахунок цього зростає напруга на емітерному переході, що приводить до ще більшого зростання струму і т. д. Щоб цього не сталося, при експлуатації транзисторів забороняється розривати коло бази, якщо не вимкнено живлення кола колектора. Треба також спочатку ввімкнути живлення кола бази, а потім живлення кола колектора, але не навпаки.
ХАРАКТЕРИСТИКИ І ПАРАМЕТРИ БІПОЛЯРНИЙ ТРАНЗИСТОРІВ
5.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ
Залежність між струмами і напругами в транзисторах виражається статичними характеристиками транзисторів, знятими при постійному струмі і відсутності навантаження у вихідному колі. Характеристики необхідні для розгляду властивостей транзисторів і для практичних розрахунків транзисторних схем.
У транзисторах взаємно пов'язані завжди чотири величини: I1, I2, U1, U2 вхідні і вихідні струми і напруги. Одним сімейством характеристик цю залежність показати не можна. Необхідно два сімейства. Найбільш зручно розглядати сімейство вхідних характеристик I1 = f(U1) разом з сімейством вихідних характеристик I2=f(U2).
Для кожної з трьох схем ввімкнення транзистора існує своє сімейство характеристик. Користуючись характеристиками, треба звертати увагу на те, до якої схеми вони відносяться. Ми розглянемо основні характеристики для найбільш поширених схем із спільним емітером та із загальною базою. Ці характеристики наводяться в довідниках.
Оскільки напруги і струми транзисторів типу p-n-p і n-p-n мають різні знаки, то іноді характеристики будують з урахуванням цього, тобто від’ємні значення напруги і струму відкладаються на осях ліворуч і вниз. Однак зручніше їх відкладати праворуч і вгору в будь-якому випадку. Саме так будуються характеристики, що приводяться далі. А полярність напруги на транзисторі і напрямки струмів у його колах завжди визначаються відповідно типу електропровідності транзистора незалежно від того, як зображені його характеристики.
Вхідні і вихідні характеристики транзистора аналогічні характеристикам напівпровідникового діода. Дійсно, вхідні характеристики відносяться до емітерного переходу, який працює при прямій напрузі. Тому вони аналогічні характеристиці для прямого струму діода. Вихідні характеристики подібні характеристиці для зворотного струму діода, оскільки вони відображають властивості колекторного переходу, працюючого при зворотній напрузі.
Розглянемо передусім характеристики транзистора, ввімкненні його в схемі з спільним емітером (СЕ).
На рис.5.1 зображені вхідні характеристики Iб=f(Uб-е) при постійних вихідних напругах (Uк-е=const). Характеристика при Uк-е = 0 йде з початку координат, оскільки, якщо всі напруги рівні нулю, немає ніякого струму.
З схеми рис.5.1.б) видно, що при Uк-е = 0, тобто коли колектор і емітер закорочені, то до обох переходів прикладена пряма напруга Uб-е = E1. Струм бази при цьому є сумою прямих струмів емітерного і колекторного переходів, але виходить невеликим, оскільки пряма напруга емітерного переходу складає всього лише десяті долі вольта (сотні мілівольт), а поперечний опір бази rб0 складає сотні Ом.
У транзисторах невеликої потужності струм бази складає десятки або сотні мікроампер. Характеристика, що розглядається подібна звичайній характеристиці для прямого струму напівпровідникового діода. При Uк-е > 0 характеристика зсувається праворуч, струм бази зменшується і при малих Uбе стає від’ємним. Це пояснює рис.5.1.в) на якому показана схема заміщення транзистора з СЕ при Uб-е = 0, тобто при відсутності джерела E1 В цьому випадку джерело Е2 крім початкового струму емітера i створює ще в колі бази струм iб.зв зворотного в порівнянні із звичайним струмом бази напрямком. Обидва ці струми, додаючись, утворять початковий струм колектора Iк.п. = Iе + Iб.зв. Потрібно зазначити, що струм rб.зв створює на опорі бази rб0 невелике падіння напруги, яке є прямим для емітерного переходу і дещо збільшує початковий струм емітера Iеп. Якщо тепер ввімкнути джерело E1 і поступово збільшувати його напругу то воно буде діяти в колі бази назустріч джерелу Е2. Струм Iб.зв зменшується і при деякому значенні Uб0 (коли дія джерел Е1 і E2 в колі бази урівноважиться) стане рівним нулю. При подальшому збільшенні Uб-е буде зростати додатний струм бази, що складає, як звичайно, частина струму емітера.
Зменшення струму бази при підвищенні Uк-е відбувається ще і внаслідок явища модуляції товщини бази. Чим вище Uк-е, тим більша напруга на колекторному переході Uк.б. Товщина цього переходу збільшується, а товщина бази зменшується, і тоді в базі рекомбінує менше носіїв, які рухаються від емітера до колектору. Отже, дещо зростає струм Iк і зменшується струм rб. Однак зміна Uк-е (наприклад, з 1 до 10 В, як показано на рис.5.1. а) мало впливає на струм бази. Вхідні характеристики при різних значеннях uк-е розташовані дуже близько одна до одної. У довідниках звичайно наводиться лише одна вхідна характеристика для значення, що рекомендується при Uк-е. Іноді дається і характеристика при Uк-е = 0.
Сімейство вихідних характеристик I=f(Uк-е) показане на рис.5.2.а). Як правило, ці характеристики наводяться при різних сталих значеннях струму бази. Це пояснюється тим, що внаслідок порівняно малого вхідного опору транзистора джерело вхідної змінної напруги, що має часто великий внутрішній опір, працює в режимі генератора струму. Таким чином, звичайно буває заданий вхідний струм транзистора і зручно вести розрахунки за допомогою сімейства вихідних характеристик, які зв'язують вихідний струм і напругу з вхідним струмом.
Перша характеристика при Iб =0 виходить з початку координат і дуже нагадує звичайну характеристику для зворотного струму напівпровідникового діода. Умова Iб = 0 відповідає розімкненому колу бази. При цьому через весь транзистор від емітера до колектора проходить відомий нам крізний струм I(к-е)0 (рис. 5.2. б).
Якщо, Iб > 0, то вихідна характеристика розташована вище, ніж при Iб = 0, і тим вище, чим більший струм Iб. Збільшення струму бази означає, що за рахунок підвищення напруги U6е відповідно збільшився струм емітера, частиною якого є струм Iб. Отже, пропорційно зростає і струм колектора. Завдяки лінійній залежності між струмами пологі ділянки сусідніх вихідних характеристик розташовані приблизно на однакових відстанях одна від одної. Однак в деяких транзисторах ця лінійність дещо порушується.
Вихідні характеристики показують, що при збільшенні Uке, від нуля до невеликих значень (десяті долі вольта) струм колектора різко зростає, а при подальшому збільшенні Uке характеристики йдуть з невеликим підйомом, що означає порівняно малий вплив напруги Uке на струм колектора. Дійсно, щоб збільшити Iк, треба збільшити струм емітера, але при підвищенні Uке відбувається наступне. Внаслідок зменшення товщини бази меншає струм бази, а оскільки характеристики знімаються при умові Iб = const, то для підтримки колишнього значення струму бази доводиться збільшувати напругу Uбе. За рахунок цього дещо зростає Iе а отже, і струм колектора. При збільшенні напруги Uке збільшується і та його частина, яка прикладена у вигляді прямої напруга до емітерного переходу. Внаслідок цього також зростають струми Iе і Iк .
Характеристики на рис.5.2.а) показують, що чим більший струми Iк, тим раніше, тобто при менших значеннях Uке наступає електричний пробій. Область пробою, як правило, неробоча область транзистора, за винятком деяких спеціальних типів.
Іноді застосовуються вихідні характеристики Iк = f(Uке), зняті при різних постійних напругах uб.-е. Ці характеристики зручні в тому випадку, якщо на вході задана напруга, тобто якщо джерело коливань, що підсилюються має малий внутрішній опір (у багато разів менший вхідного опору транзистора) і, отже, працює в режимі генератора напруга. Сімейство таких характеристик показане на рис.5.3. Їх особливість в тому, що відстань між сусідніми характеристиками різна. При малих Uбе характеристики розташовані ближче одна до одної. Це наслідок нелінійної залежності між струмом Iк і напругою Uбе. Як ми знаємо, струм Iк приблизно пропорційний струму Iб, але струм Iб залежить нелінійно від Uбе що добре видно з вхідної характеристики на (рис.5.1.а). Якщо Uбе = 0, то в колі колектора протікає невеликий початковий струм Iкп, про що вже згадувалося раніше. Значне підвищення Uке викликає електричний пробій.
Хоч для розрахунку схем з транзисторами досить мати вхідні і вихідні характеристики, іноді користуються ще характеристиками керування залежністю Iк = f(Iб) при Uке = const (рис.5.4. а) або Iк=f(Uбе) при Uке = const (рис.5.4.б). Ці характеристики наочно показують, що між струмами Iк і Iб існує залежність, яка близька до лінійної, а залежність Iк від вхідного напруга нелінійна.
Зміна напруга Uке мало впливає на Iк, і характеристики управління для різних Uке розташовані дуже близько один до одного. У довідниках наводиться звичайно лише одна крива для деякого середнього значення Uке. При Iб = 0 протікає невеликий струм колектора, який є відомий нам як наскрізний струм I(к-е)0, а при Uбе = 0 протікає невеликий початковий струм колектора Iкп.
Між струмами Iк і Iб існує встановлена раніше залежність
Iк =?Iб + I(к-е)0
Якщо приблизно вважати, що ?=const, то вираз (5.1) є рівняння прямої лінії, яка є характеристикою управління на рис.5.4.а). Насправді ? не має сталого значення, то ця характеристика має деяку нелінійність.
Крім розглянутих характеристик існують ще характеристики зворотного зв'язку Uбе= f(Uке) при Iб = const, які показують зміну напруга на вході транзистора під впливом зміни вихідного напруги при сталому значенні вхідного струму.
У транзисторах завжди існує внутрішній зворотний зв'язок. Це пояснюється впливом поперечного опору бази, явищем модуляції товщини бази, а також тим, що вихідний і вхідний кола електрично з’єднані. Тому частина вихідного напруга завжди прикладена до входу транзистора. Характеристики зворотного зв'язку не застосовують для розрахунків, і ми не будемо їх розглядати. Останнім часом вони навіть не наводяться в довідниках.
Перейдемо до характеристик транзистора, ввімкненого в схемі з СБ.
Вхідні характеристики Iе = f(Uбе) при Uкб = const (рис.5.5) аналогічні характеристиці для прямого струму діода, оскільки струм емітера є саме таким струмом. При Uкб = 0 характеристика йде з початку координат, оскільки струм рівний нулю. А якщо Uкб>0, то характеристика проходить ненабагато вище, тобто виникає струм емітера, і при Uбе = 0 протікає невеликий початковий струм емітера Iеп,. Умова Uбе = 0 відповідає короткому замиканню емітера і бази. Характеристики для різних Uкб розташовані дуже близько одна до одної, і в довідниках звичайно наводиться тільки одна характеристика для деякого значення Uкб. Малий вплив напруга Uкб на струм емітера пояснюється тим, що поле, що створюється напругою Uк.б зосереджено в колекторному переході. Але все ж з збільшенням Iкб струм Iе, дещо зростає, що пояснюється впливом поперечного опору бази rб0.
З схеми на рис. 5.1, у видно, що при Е1 = Uбе = 0 зворотний струм бази Iб.зв створює на опорі rб0 деяку напругу, яка є прямою для емітерного переходу. Тому виникає струм Iеп, і тоді Iеп + Iб.зв = Iк п. Із збільшенням Uк.б дещо збільшується струм rб.зв, отже, зростає напруга на rб0 і струм Iеп. Якщо ж від джерела Е1 подана така напруга Uбе, що струм Iб змінить свій напрям, то він буде, як звичайний, становити частину струму емітера (див. рис.5.1. б). У цьому випадку на опорі rб0 струм Iб створює напругу, яка діє назустріч напрузі Е1 тобто зменшує Uбе. Із збільшенням uкб зменшується товщина бази, а внаслідок цього зменшується струм Iб і напруга на опорі rбо. У результаті зростає напруга Uбе і струм емітера.
На рис.5.6.а) показане сімейство вихідних характеристик Iк = f (Uкб) при Uе = const. Вони наведені для сталих значень струму Іе, тому що вхідний опір транзистора малий і джерело коливань, що підсилюються звичайно працює як генератор струму, тобто в режимі, близькому до короткого замикання. При Iе = 0 характеристика проходить через початок координат, оскільки без струму Iе і при Uк.б = 0 не може бути і колекторного струму. Це є звичайна характеристика зворотного струму n-р-переходу. Умова Iе = 0 відповідає розімкненому колу емітера, а це означає, що ввімкнений тільки колекторний перехід, до якого прикладена зворотна напруга. У цьому випадку протікає відомий нам початковий струм колектора. При деякому значенні Uк.б починається електричний пробій колекторного переходу і струм колектора різко зростає.
Робочі ділянки вихідних характеристик для різних Iе є практично прямі лінії, що йдуть з дуже невеликим нахилом, що означає малий вплив напруга Uкб на струм колектора. Дійсно, для збільшення струму Iк треба збільшувати струм емітера, щоб з емітера в базу інжектувалося більше носіїв. Але якщо Iе = const, то колекторний струм при зростанні Uкб збільшується головним чином тільки за рахунок зменшення товщини бази, внаслідок чого в базі знижується рекомбінація інжектованих носіїв з основними носіями бази. Отже, більше інжектованих носіїв досягає колектора, струм Iк збільшується, а струм бази зменшується.
Особливість вихідних характеристик в тому, що при Uкб = 0 і Iе > 0 струм колектора досить великий майже. такий же, як і при Uк.б > 0. Це пояснюється тим, що завдяки опору бази rб0 в даному режимі на колекторному переході є деяка напруга. Вона являє собою напругу, створену на rб0 струмом бази (рис.5.6.б). У багатьох транзисторів вихідні характеристики мають вигляд прямих ліній починаючи від Uк.б = 0. Залежність між струмами Iк і Iе, майже лінійна. Тому вихідні характеристики при однаковій зміні струму Iе розташовуються майже на одній і тій же відстані одна від одної. Чим більший струми, тим швидше і при менших значеннях Uк.б, відбувається перехід в режим електричного пробою.
На рис.5.6.а) штриховими лініями показано, що при зміні знаку напруга Uкб вже при невеликих її значеннях струм колектора різко зменшується, а потім змінює свій напрям і швидко зростає. Це пояснюється тим, що напруга Uкб іншого знаку в порівнянні із звичайним є для колекторного переходу прямою. При збільшенні її на десяті долі вольта спочатку компенсується та невелика напруга, яка (як було пояснено) виникла на колекторнім переході за рахунок спаду напругу від струму Iб на опорі бази. Потім напруга на колекторнім переході стає прямою і струм Iк різко зростає в зворотному напрямі.

5.2. ПАРАМЕТРИ І ЕКВІВАЛЕНТНІ СХЕМИ БІПОЛЯРНИХ ТРАНЗИСТОРІВ
Параметри транзисторів є величинами, що характеризують їх властивості. За допомогою параметрів можна порівнювати якість транзисторів, вирішувати задачі, пов'язані із застосуванням транзисторів у різноманітних схемах, і розраховувати ці схеми.
Для транзисторів запропоновано декілька різних систем параметрів і еквівалентних схем, кожна з яких має свої переваги і недоліки.
Всі параметри можна розділити на власні (або первинні) і вторинні. Власні параметри характеризують властивості самого транзистора незалежно від схеми його ввімкнення, а вторинні параметри для різних схем ввімкнення різні.
В якості власних параметрів, крім знайомого нам коефіцієнта підсилення за струмом, приймають деякі опори відповідно до еквівалентної схеми транзистора для змінного струму (рис.5.9). Ця схема, яку називають Т-подібною, відображає електричну структуру транзистора і враховує його підсилювальні властивості. Як в цій, так і в інших еквівалентних схемах потрібно мати на увазі, що на вхід під’єднується джерело коливань, що підсилюються, яке створює вхідні напруги з амплітудою Uml, а на вихід ввімкнене навантаження RН. Тут і надалі для змінних струмів і напруг будуть, як правило, вказані їх амплітуди. У багатьох випадках вони можуть бути замінені діючими, а іноді і миттєвими значеннями.
Основними первинними параметрами є опори rе, rк і rб, тобто опори емітера, колектора і бази для змінного струму. Опір rе є сумою опорів емітерного переходу і емітерної області. Подібно цьому rк є сумою опорів колекторного переходу і колекторної області. Останній є дуже малий в порівнянні з опором переходу, тому ним можна нехтувати. А опір rб є поперечний опір бази.
Еквівалентна схема, яка розглядається нагадує схему на рис.4.4, однак відрізняється від неї. Схема на рис.4.4 непридатна для змінних струмів передусім тому, що в ній дані опори rе0, rк0 і reo для постійного струму, а опору rе, rк і rб внаслідок нелінійних властивостей транзистора мають інші значення. Крім того, ця схема не відображає підсилювальних властивостей транзистора. Якщо до входу схеми під’єднати джерело коливань, то на виході змінний струм буде не підсиленим, а зменшеним за рахунок втрат в опорах rе0 і rк0.
У схемі ж на рис.5.9.а) підсилення змінної напруги на виході отримуємо від деякого еквівалентного генератора, ввімкненого в коло колектора; ЕРС цього генератора пропорційна струму емітера Iе.
Еквівалентний генератор треба вважати ідеальним, а роль його внутрішнього опору виконує опір rк. Як відомо, ЕРС будь-якого генератора дорівнює добутку його струму короткого замикання на внутрішній опір. У цьому випадку струм короткого замикання рівний ?Іe, оскільки ?= Imк / Imе при Rн = 0, тобто при короткому замиканні на виході. Таким чином, ЕРС генератора рівна .
Замість генератора ЕРС можна ввести в схему генератор струму. Тоді виходить що найчастіше застосовується еквівалентна схема (рис.5.9.б). У ній генератор струму створює струм, рівний i Imе Значення первинних параметрів приблизно наступні. Опір rе складає десятки ом, rб - сотні ом, а rк - сотні кілоом і навіть одиниці мегаом. Звичайно до трьох опорів як четвертий власний параметр додають ще ?. Розглянута еквівалентна схема транзистора придатна тільки для низьких частот. На високих частотах необхідно враховувати ще ємність емітерного і колекторного переходів, що призводить до ускладнення схеми. У даному параграфі будуть розглянуті тільки низькочастотні еквівалентні схеми і параметри.
Еквівалентна схема з генератором струму для транзистора, ввімкненого в схемі з СЕ, показана на рис.5.10. У ній генератор дає струм ?Іб, а опір колекторного переходу в порівнянні з попередньою схемою значно поменшав і рівний rк (1-?) або, приблизно, rк / ?, якщо врахувати, що ? = ? / (1- ?). Зменшення опору колекторного переходу в схемі з СЕ пояснюється тим, що в цій схемі деяка частина напруги Uк-е прикладена до емітерного переходу і підсилює в ньому інжекцію. Внаслідок цього значна кількість інжектовоних носіїв досягає колекторного переходу і його опір знижується. Перехід від еквівалентної схеми з СБ до схеми з СЕ можна показати таким чином. Напруга, що створюється будь-яким генератором, рівна різниці між ЕРС і падінням напруги на внутрішньому опорі. Для схеми по рис.5.9, а це буде
Um=?Imеrк-Iткrк (5.1)
Замінимо тут Imе на суму Iтк + Iтб. Тоді отримаємо
Um = ? (Iтк + Iтб) rк - Iтк rк=
= ? Iтк rк + ? Iтб rк - Iтк rк =
= ? Iтб rк - (Iтк rк - ? Iтк rк ) = ? Iтб rк - Iтк rк (1 - ?).
У цьому виразі перший доданок є ЕРС, а другий доданок є спад напруги від струму Iтк на опорі rк (1 - ?), який є опором колекторного переходу. А струм короткого замикання, що створюється еквівалентним генератором струму, рівний відношенню ЕРС до внутрішнього опору
(5.2)
Розглянуті Т-подібні еквівалентні схеми є наближеними, оскільки насправді емітер, база і колектор сполучені один з одним всередині транзистора не в одній точці. Але проте використання цих схем для рішення теоретичних і практичних задач не дає значних похибок.
Всі системи вторинних параметрів основані на тому, що транзистор розглядається як чотириполюсник, тобто пристрій, що має два вхідних і два вихідних затискачі. Вторинні параметри зв'язують вхідні і вихідні змінні струми і напруги і справедливі тільки для даного режиму транзистора і для малих амплітуд. Тому їх називають низькочастотними малосигнальними параметрами. Внаслідок нелінійності транзистора вторинні параметри змінюються в залежності від його режиму і в залежності від значення амплітуд величин.
У цей час основними вважаються змішані (або гібридні) параметри, які позначаються літерою h або H. Назва «змішані» дана тому, що серед них є два коефіцієнти, один опір і одна провідність. Саме h-параметри приводяться у всіх довідниках. Параметри системи h зручно вимірювати. Це дуже важливо, оскільки в довідниках містяться усереднені параметри, отримані внаслідок вимірювань параметрів декількох транзисторів даного типу. Два з h-параметрів визначаються при короткому замиканні для змінного струму на виході, тобто при відсутності навантаження у вихідному колі. У цьому випадку на вихід транзистора подається тільки постійна напруга (U2=const) від джерела Е2. Інші два параметри визначаються при розімкненому для змінного струму вхідному колі, тобто коли у вхідному колі є тільки постійний струм (I1 = const),який створюється джерелом живлення. Умови U2 = const і I1 = const неважко здійснити на практиці при вимірюванні h-параметрів.
У систему h-параметрів входять наступні величини:
1. Вхідний опір
h11 =
U1/I1 при U2 = const (5.3)
є опором транзистора для змінного вхідного струму (між вхідними затискачами) при короткому замиканні на виході, тобто при відсутності вихідної змінної напруги.
При такій умові зміна вхідного струму I1 є результатом зміни тільки вхідної напруги U1. А якби на виході була змінна напруги, то вона за рахунок зворотного зв'язку, існуючого в транзисторі, впливала б на вхідний струм. У результаті вхідний опір виходив би різним в залежності від змінної напруги на виході, яка, в свою чергу, залежить від опору навантаження RH. Але параметр h11 повинен характеризувати сам транзистор (незалежно від RH), і тому він визначається при U2 = const, тобто при RH = 0.
2. Коефіцієнт зворотного зв'язку за напругою
h12 =U1/U2 при I1 = const (5.4)
показує, яка частина вихідної змінної напруги передається на вхід транзистора внаслідок зворотного зв'язку в ньому.
Умова I1 = const в цьому випадку підкреслює, що у вхідному колі немає змінного струму, тобто це коло розімкнене для змінного струму, і, отже, зміна напруги на вході U1 є результат зміни тільки вихідної напруги U2.
Як вже вказувалося, в транзисторі завжди є зворотний зв'язок за рахунок того, що електроди транзистора електрично сполучені між собою, а також за рахунок опору бази. Цей зворотний зв'язок існує на будь-якій низькій частоті, навіть при f = 0, тобто на постійному струмі.
3. Коефіцієнт підсилення за струмом (коефіцієнт передачі струму)
h21 =I2/I1 при U2 = const, (5.5)
який показує підсилення змінного струму транзистором в режимі роботи без навантаження.
Умова U2 = const, тобто Rн = 0, і тут задається для того, щоб вихідний струм I2 залежав тільки від вхідного струму I1. Саме при виконанні такої умови параметр h21 буде дійсно характеризувати підсилення струму самим транзистором. Якби вихідна напруга змінювалася то вона впливала б на вихідний струм і за зміною цього струму вже не можна було б правильно оцінити підсилення.
4. Вихідна провідність
h22 = I2/U2 при I1 = const (5.6)
є внутрішньою провідністю для змінного струму між вихідними затискачами транзистора.
Струм I2 повинен змінюватися тільки під впливом вихідної напруги U2. Якщо при цьому струм i1 не буде сталим, то його зміни викличуть зміни струму I2 і значення H22 буде визначено неправильно.
Величина h22 задається в сіменсах (См). Оскільки провідність в практичних розрахунках застосовується значно рідше, ніж опір, то надалі ми часто будемо користуватися замість h22 вихідним опором Rвиx = 1/h22, вираженим в омах або кілоомах.
Визначити параметри можна не тільки через прирости струмів і напруг, але і через амплітуди змінних складових струмів і напруг:
h11 = Um1/Im1 при Um2 = 0; (5.7)
h12 = Um1/Um2 при Im1 = 0; (5.8)
h21 = Im2/Im2 при Um2 = 0; (5.9)
h22 = Im2/Um2 при Im1 = 0. (5.10)
Нагадаємо, що h-параметри визначені для малих амплітуд, тому використання їх для великих амплітуд дає значні похибки.
При вимірюванні параметрів на змінному струмі замість амплітуд можуть бути взяті діючі значення, які показуються вимірювальними приладами.
Залежність між змінними струмами і напруженнями в транзисторі при використанні h-параметрів можна виразити наступними рівняннями:
Um1=h11Im1+h12Um2; (5.11)
Im2 = h21Im1 + h22Um2. (5.12)
Дійсно, напруга у вхідному колі Um1 складається з спаду напруги від вхідного струму Im1 на вхідному опорі h11 і напруги, переданої з виходу на вхід за рахунок зворотного зв'язку, яка складає частину вихідної напруги Um2. Цю частину характеризує параметр h12. А вихідний струм Im2 є сумою підсиленого струму, рівного h21Im1, і струму в елементі h22 схеми, що створюється вихідною напругою Um2.
Рівнянням (5.11) і (5.12) відповідає еквівалентна схема, зображена на рис.5.9. У ній генератор ЕРС = h12Um2 показує наявність напруги зворотного зв'язку у вхідному колі. Сам генератор треба вважати ідеальним, тобто що не має внутрішнього опору. Генератор струму h21Im1 у вихідному колі враховує ефект підсилення струму, а h22 є внутрішньою провідністю цього генератора. Хоч і вхідне і вихідне кола виглядають не пов'язаними одне з одним, насправді еквівалентні генератори враховують взаємозв'язок цих кіл.
У залежності від того, до якої схеми відносяться параметри, додатково до цифрових індексів ставляться букви: «е» для схеми з спільним емітером СЕ, «б» для схеми з спільною базою СБ і «к» для схеми з спільним колектором СК.
Розглянемо h-параметри для схем СЕ і СБ і наведемо їх вирази для транзисторів малої потужності.
Для схеми СЕ I1 = Iб, I2 = Iк, U1 = = Uб-е, U2 = Uк-е, і тому h-параметри визначаються за наступними виразами
h11е =Uб-е/Iб при Uк-е = const (5·13)
вхідний опір і виходить від сотень ом до одиниць кілоом;
коефіцієнт зворотного зв'язку
h12е =Uб-е /Uк-е при Iб = const (5.14) і звичайно складає l0-3-10-4, тобто напруги, що передається з виходу на вхід за рахунок зворотного зв'язку, складає тисячні або десятитисячні частки вихідної напруги;
коефіцієнт підсилення струму є відомий нам параметр
h2lе=?=Iк/Iб при Uк-е=const (5.15)
і складає десятки сотні; вихідна провідність
h22е=Iк/Uк-е при rб = const (5.16)
і рівна десятим або сотим долям мілісіменса, а вихідний опір 1/h22е виходить від одиниць до десятків кілоом.
Для схеми СБ I1 = Iе, I2 = Iк, U1 = = Uе-б, U2 = Uк-б і формули для h-параметрів записуються наступним чином:
вхідний опір
h11б=Uе-б /Iе при Uк-б= const (5.17)
і складає одиниці або десятки ом;
коефіцієнт зворотного зв'язку за напругою
h12б.= Uе-б/Uк-б при Iе = const (5.18)
і має той же порядок (10-4 -10-3), що і для схеми СЕ;
коефіцієнт підсилення струму є відомим вже нам параметром -
| h21б|= ? =Iк /Iе при Uк-б =const (5.19)
і звичайно рівний 0,950-0,998; струми Iе і Iк мають різні знаки, оскільки один з них «втікає» в транзистор, а інший «витікає» з нього, і тому параметр h21б має знак «мінус», h21б = - ?;
вихідна провідність
h22б =Iк/Uк - при Iе =const (5.20)
і складає одиниці мікросіменсів і менш; вихідний опір 1/h22б звичайно складає сотні кілоом, тобто значно вище, ніж в схемі СЕ.
При будь-якій схемі ввімкнення h-параметри пов'язані з власними параметрами транзистора. Наприклад, для схеми СБ
h11б = rе + rб(1 -( ); h21б = -(;
h12б = rб /rк ; h22б = 1/rк, (5.21),
а для схеми з СЕ


З цих формул можна визначити власні параметри, якщо відомі h-параметри.
Всі формули зв'язку між параметрами виходять з розгляду відповідної еквівалентної схеми Наприклад, для схеми на рис.5.9 можна написати



так як rб << rк


Аналогічно можна отримати формули для схеми СЕ (рис.5.10).
У табл.5.1 для схем СЕ і СБ вказані значення h-параметрів, причому замість h22 даний вихідний опір 1/ h22
Знаходяться h-параметри за характеристиками для заданої точки відповідно до формул, приведених вище. Як приклад знайдемо h-параметри транзистора для схеми СЕ.
З вихідних характеристик (рис.5.12, а) можна знайти для заданої точки Т параметри h21е і h22· За приростами Iк і Iб між точками А і Б при сталій напрузі Uк-е отримаємо
h21е = ( =Iк /Iб = 1 мА/40 мкА = 25.
Таблиця 5.1. Значення h-параметрів
Параметр
Схема СЕ
Схема СБ

h11
Сотні ом ÷ одиниці кілоом
Одиниці ÷ десятки Ом

h12
10-3 ÷10-4
10-3 ÷10-4

h21
Десятки ÷ сотні
0,950 ÷ 0,998

1/h22
Одиниці ÷ десятки кілоом
Сотні кілоом ÷ одиниці мегаом


Відношення приростів Iк i Uк.-е між точками В і Г при сталому струмі Iб дає можливість визначити
h22е, =Iк /Uк-е, = 0,4.10-3 / 14 = = 28,6· 10-6 См,
що відповідає вихідному опору
1/h22е = 1/(28,6 · 10-6) См = 36 200 Ом = 36 ком.
На вхідній характеристиці (рис.5.12, б) вказана точка Т для того ж режиму, що і на вихідних характеристиках. За приростами Uбе, і Iб між точками А і Б при сталій напрузі Uке, знаходимо
h11е =Uб.е /Iб = 50 мВ/20 мкА = 2500 Ом.
Для визначення h12е необхідно мати не менш двох вхідних характеристик, знятих при різних значеннях Uк-е. Але в довідниках звичайно наводиться тільки одна характеристика, з якої h22е знайти не можна (вхідну характеристику при Uк.е= 0 для визначення параметрів не потрібно використовувати). Оскільки параметр h12·, не застосовується для найпростіших практичних розрахунків, ми не будемо займатися його визначенням з характеристики.
Крім системи h-параметрів користуються також системою параметрів у вигляді провідності, або у-параметрами. Для низьких частот вони є чисто активними, і тому їх іноді позначають літерою y з відповідними індексами. Ці параметри визначають при короткому замиканні для змінного струму на вході або на виході транзистора за наступними формулами. Вхідна провідність
y11 =I1 /U1 при U2 = const. (5.23)
Неважко побачити, що y11 є величиною, зворотною h11:
y11 = 1/h11. (5.24)
Провідність зворотного зв'язку
у12 =I1/U2 при U1 = const. (5.25)
Параметр y12 вказує, яка частина струму i1 виникає за рахунок зворотного зв'язку при зміні вихідної напруги U2 на 1 В.
Провідність управління (крутизна)
у21 =I2 /Ul при U2 = const. (5.26)
Величина у21 характеризує керуючу дію вхідного напруги U1 на вихідний струм I2 і показує зміну I2 при зміні U1 на 1 В; значення у21 - десятки і сотні міліампер на вольт (мілісіменс).
Вихідна провідність
у22 =I2 /U2 при U1 = const. (5.27)
Відзначимо, що у21 і у22 є різними величинами, оскільки вони визначаються при різних умовах (u1 = const і I1 = const).
Параметр у21 пов'язаний з h-параметрами простим співвідношенням
y21=h21/h11, (5.28)
У систему у-параметрів іноді додають ще статичний коефіцієнт підсилення за напругою
(=U2 /U1 при I2 =const (5.29)
Параметр ( пов'язаний з іншими у-параметрами співвідношенням
( = У11 / У12 (5.30)
і складає для транзисторів тисячі.
За допомогою у-параметрів струми і напруження транзистора можна зв'язати рівняннями
Im1=y11Um1+y12Um2; (5.31)
Іm2=У21Um1+у22Um2. (5.32)
Ці рівняння показують, що вхідний струм Iml складається з струму, який формується вхідною напругою Um1 в елементі у11 схеми, і струму, який виникає у вхідному колі від напруги Um2 за рахунок зворотного зв'язку. А вихідний струм Im2 складається з підсиленого струму y21Um1 і струму, який виникає в елементі у22 напругою Um2.
Для системи у-параметрів може бути застосована еквівалентна схема, зображена на рис.5.13, яка відповідає рівнянням (5.31) і (5.32). У цій схемі генератор струму y21Um1 враховує підсилення, що створюється транзистором, а генератор струму y12Um2 - внутрішній зворотний зв'язок в транзисторі. Іноді транзистор представляють у вигляді еквівалентної П-подібної схеми з провідністю (рис.5.14), які пов'язані з у-параметрами наступними співвідношеннями:
у1 = У11 + У12; У2 = У22 + У12;
У0 = -У12; У = У21 - У12 (5.33)
Генератор струму Um1 в даній схемі враховує підсилення струму.
6. ВПЛИВ ТЕМПЕРАТУРИ НА ПАРАМЕТРИ І ХАРАКТЕРИСТИКИ БІПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
Транзистори, які працюють в апаратурі, нагріваються від навколишнього середовища, від зовнішніх джерел теплоти, наприклад від нагрітих деталей, і струмів, що протікають через сам транзистор. Зміна температури впливає значним чином на роботу напівпровідникових приладів. При підвищенні температури збільшується провідність напівпровідників і струми в них зростають.
В попередніх розділах було показано, що особливо сильно зростає з підвищенням температури зворотний струм n-р-переходу. У транзисторів таким струмом є початковий струм колектора. Зростання цього струму приводить до зміни характеристик транзистора. Це зручно простежити на вихідних характеристиках, зображених для схем з СБ і СЕ на рис.6.4. при ввімкненні в схемі з СБ характеристики трохи піднялися. Показана на тому ж малюнку робоча точка Т трохи перемістилася і зайняла положення Т1 а нова робоча ділянка А1Б1 мало відрізняється від ділянки АБ. Отже, підсилення майже не зміниться. Таким чином, схема СБ є температуростабільню, навіть при нагріві на десятки градусів. Для наглядності розглянемо числовий приклад, що відноситься до германієвого транзистора, у якого ( = 100 і Iк0 = 2 мкА при 20 °С. Нехай транзистор ввімкнений в схемі з СБ і нагрівся до 70°С, тобто на 50°С. Оскільки для германію зворотний струм n-р-переходу зростає приблизно в 2 рази при нагріві на кожні 10 °С, то в цьому випадку струм iко повинен збільшитися в 25 разів, тобто в 32 рази. При t = 70 °С він буде становити 64 мкА, тобто зросте на 62 мкА. Якщо вважати приблизно, що коефіцієнт ? не залежить від температури, то з рівності Iк = (Iе + Iк0 виходить, що при Iе = const струм колектора зросте також на 62 мкА. Оскільки Ік складає одиниці міліампер, то таке збільшення трохи змінить режим роботи транзистора.
На рис.6.4 показані суцільними лініями характеристики при t = 20 °С і штриховими при t= 70 °С. Як видно, режим роботи транзистора в даній схемі змінюється мало, і в цьому полягає її важлива перевага.
Зовсім інакше виходить при роботі транзистора в схемі з СЕ. Початковим струмом для цієї схеми є наскрізний струм I(к-е)0, який приблизно в ( раз більше струму Iк0. У нашому прикладі I(к-е)о =(Iко = 100?2 = 200 мкА при 20 °С. При нагріві до 70 °С цей струм зростає в 32 рази і буде становити 6400 мкА, або 6,4 мА, тобто збільшиться на 6,2 мА. З рівності Iк =(Iб +I(к-е)о видно, що при Іб = const і ( = const струм колектора також зросте настільки, наскільки збільшиться струм I(к-е)0 (в нашому прикладі на 6,2 мА). Ясно, що при такій сильній зміні струму вихідні характеристики різко змінюють своє положення (рис.6.4.б). Робоча точка і робоча ділянка АБ при такому нагріві переміщаються в положення Т1 і A1Б1 і режим підсилення порушується. У цьому випадку, який, звичайно, є лише прикладом, частина робочої ділянки A1Т1 різко поменшала, а частина Б1Т1 стала дуже малою. Підсилення різко зменшилося, і робота підсилювального каскаду буде відбуватися з великими нелінійними спотвореннями, оскільки додатна півхвиля вхідного струму майже не підсилюється. Якщо не здійснити температурної стабілізації, то підсилення в схемі з СЕ при нагріві може стати абсолютно незадовільним.
Як видно, схема СЕ має низьку температурну стабільністю і досить сильно змінює свої властивості при підвищенні температури, що є її істотним недоліком в порівнянні зі схемою з СБ.
Потрібно підкреслити, що при зміні температури змінюються не тільки характеристики, але і всі параметри транзистора. Так, наприклад, при сталих струмах h-параметри для схеми з СЕ із збільшенням температури дещо зростають. Зміна параметрів в більшій мірі відбувається в схемі СЕ, а в схемі з СБ параметри більш стабільні. Для забезпечення сталого режиму служить температурна стабілізація, але вона не може повністю усунути зміну параметрів транзистора.
ЧАСТОТНІ ВЛАСТИВОСТІ
З підвищенням частоти підсилення, що здійснюється транзисторами, знижується. У цього явища дві головні причини. По-перше, на більш високих частотах позначається шкідливий вплив ємності колекторного переходу Ск. Простіше усього розглянути цей вплив на еквівалентній схемі з генератором струму, показаній для схеми з СБ на рис.6.5. На низьких частотах опір ємності Ск дуже великий, значення rк також дуже велике (переважно rк » Rн і можна вважати, що весь струм (Imе йде в резистор навантаження, тобто kі ??. Але на деякій високій частоті опір ємності Ск стає порівняно малими і в неї відгалужується помітна частина струму, що створюється генератором, а струм через Rн відповідно зменшується. Отже, зменшуються ki, ku, kр, вихідна напруга і вихідна потужність.
Якщо уявити собі, що частота прагне до нескінченності, то опір ємності 1/((Ск) прагне до нуля, тобто Ск створює коротке замикання для генератора і весь його струм (Imе піде через Ск, а в навантаженні струму взагалі не буде. До подібного ж результату можна прийти, якщо розглянути еквівалентну схему з генератором ЕРС.
Опір ємності емітерного переходу Се також меншає з підвищенням частоти, але ця ємність завжди шунтована малим опором емітерного переходу rе, і тому її шкідливий вплив може виявлятися тільки. на дуже високих частотах, при яких значення 1/((оСе,) виходить одного порядку з rе.
Суть впливу ємності Се полягає в тому, що чим вище частота, тим менше опір цієї ємності, тим сильніше вона шунтує опір rе .Отже, зменшується зміна напруги на емітерному переході, адже саме вона керує струмом колектора. Відповідно зменшується підсилення. Якщо частота прагне до нескінченності, то ємнісний опір Се прямує до нуля і напруга на емітерному переході також знизиться до нуля. Практично на менш високих частотах ємність Ск, яка шунтована дуже великим опором колекторного переходу rк, вже настільки сильно впливає, що робота транзистора на більш високих частотах, при яких могла б впливати ємність Се стає недоцільною. Тому вплив ємності Се в більшості випадків можна не розглядати.
Отже, внаслідок впливу ємності Ск на високих частотах зменшуються коефіцієнти підсилення ( і значення Iк .
Друга причина зниження підсилення на більш високих частотах - це відставання за фазою змінного струму колектора від змінного струму емітера. Воно викликане інерційністю процесу переміщення носіїв через базу від емітерного переходу до колекторного, а також інерційністю процесів нагромадження і розсмоктування заряду в базі. Носії, наприклад електрони в транзисторі з електропровідністю типу n-p-n, здійснюють в базі дифузійне переміщення, і тому швидкість їх не дуже велика. Час пробігу носіїв через базу (пр в звичайних транзисторах 10-7 с, тобто 0,1 мкс і менше. Звичайно, цей час дуже невеликий, але на частотах в одиниці, десятки мегагерц і вище він співмірний з періодом коливань і викликає помітний фазовий зсув між струмами колектора і емітера. За рахунок зсуву на високих частотах зростає змінний струм бази, а від цього знижується коефіцієнт підсилення за струмом ?.
Зручніше усього простежити це явище за допомогою векторних діаграм, зображених на рис.6.6. Перша з них відповідає низькій частоті, наприклад 1 кГц, на якій всі струми практично збігаються за фазою, оскільки (пр складає незначну частину періоду коливань. На низьких частотах ? має найбільше значення ?0. При більш високій частоті, наприклад 1 МГц, запізнення струму Iк на час (пр відносно струму Iе, викликає помітний фазовий зсув ( між цими струмами. Тепер струм бази Iб рівний не алгебраїчної, а геометричної різниці струмів Iе і Ік і внаслідок цього він значно збільшився. Тому, навіть якщо струм Iк ще не зменшився за рахунок впливу ємності Ск, то коефіцієнт ? все ж стане помітно менший ?0. На ще більш високій частоті, наприклад 10 МГц, фазовий зсув зросте, струм Іб стане ще більшим, а коефіцієнт ? зменшиться.
Таким чином, при підвищенні частоти коефіцієнт ? зменшується значно швидше, ніж (. Коефіцієнт ( знижується від впливу ємності Ск, а на значення ( впливає ще і фазовий зсув між Iк і Iе, за рахунок часу (пр пробігу носіїв через базу. Звідси ясно, що схема СЕ в порівнянні зі схемою СБ має значно гірші частотні властивості.
Прийнято вважати граничним допустимим зменшення значень ? і ? на 30% в порівнянні з їх значеннями (0 і ?0 на низьких частотах. Ті частоти, на яких відбувається таке зниження підсилення, тобто на яких ? = 0,7(0, а ? = 0,7 ?0, називають граничними або граничними частотами підсилення для схем з СБ і з СЕ. Ці частоти позначають відповідно f( і f(. оскільки ? зменшується набагато сильніше, ніж (, то f( значно нижча за f(. Можна вважати, що
f(= f( / ?. (6.30)
На рис.6.7 зображений графік, який показує для деякого транзистора залежність коефіцієнтів ? і ? з підвищенням частоти, відкладеної в логарифмічному масштабі. Для зручності по осі ординат відкладені не ? і ?, а відносні величини ? / ?0 і ? / ?0.
Крім граничних частот підсилення f( і f( транзистор характеризується ще максимальною частотою генерації fmax, при якій коефіцієнт підсилення за потужністю kp знижується до 1. Очевидно, що npи f < fmax, коли kр > 1, можливе застосування даного транзистора в генераторі з самозбудженням. Але якщо kp < 1, то генерації коливань вже не буде.
Іноді в розрахункових формулах зустрічається також гранична частота підсилення струму fгр, яка відповідає ? = 1, тобто при цій частоті транзистор в схемі з СЕ перестає підсилювати струм.
Потрібно зазначити, що на високих частотах змінюються не тільки значення f( і f(. Внаслідок впливу ємностей переходів і часу пробігу носіїв через базу, а також процесів нагромадження і розсмоктування заряду в базі на високих частотах змінюються власні параметри транзистора і вони вже не будуть чисто активними опорами. Змінюються також і всі інші параметри.
Покращання частотних властивостей транзисторів, тобто підвищення їх граничних частот підсилення f( і f( , досягається за рахунок зменшенням ємності колекторного переходу Ск і часу пробігу носіїв через базу (пр. На жаль, зниження ємності шляхом зменшення площі колекторного переходу приводить до зменшення граничного струму, тобто до зниження граничної потужності.
Деяке зниження ємності Ск, досягається зменшенням концентрації домішки в колекторі. Тоді колекторний перехід стає товстіший, що рівноцінно збільшенню відстані між обкладинками конденсатора. Ємність зменшується, а, крім того, при більшій товщині переходу збільшується напруга пробою і це дає можливість підвищити потужність, яка розсіюється на транзисторі. Але зате зростає опір області колектора і в ній втрати потужності будуть більшими, що особливо небажано для потужних транзисторів. Для зменшення (пр стараються зробити базу дуже тонкою і збільшити швидкість носіїв в ній. Але при більш тонкій базі доводиться знижувати напруги Uкб, щоб при збільшенні товщини колекторного переходу не стався «пробій бази». Електрони при дифузії мають більшу рухливістю, ніж дірки. Тому транзистори з електропровідністю типу n-р-п, при інших рівних умовах є більш високочастотними, ніж транзистори типу р-п-р. Більш високі граничні частоти можуть бути отримані при використанні напівпровідників, у яких рухливість носіїв вища. Збільшення швидкості пробігу носіїв через базу досягається також і в тих транзисторах, у яких в базі створене електричне поле, яке прискорює переміщення носіїв заряду. Більш детально про особливості побудови і роботи високочастотних транзисторів буде описано в наступному розділі.
ОСНОВНІ ТИПИ БІПОЛЯРНИХ ТРАНЗИСТОРІВ
Існуючі типи транзисторів класифікуються за технологією виготовлення, матеріалами, що застосовуються, особливостями роботи, призначенням, потужністю, діапазоном робочих частот і за іншими ознаками. Точкові транзистори, що історично були першими, давно вже не застосовуються. Як напівпровідники для транзисторів поки використовується переважно германій і кремній, але, мабуть, надалі будуть і інші матеріали. За граничною потужністю що виділяється в колекторному переході, в цей час розрізнюють транзистори малої, середньої і великої потужності, що відповідає значенням Рк.мах до 0,3 Вт, від 0,3 до 1,5 Вт і більше за 1,5 Вт. У залежності від граничної робочої частоти транзистори бувають низькочастотними (до 3 МГц), середньочастотними (від 3 до 30 МГц) і високочастотними (вище за 30 МГц).
У переважної більшості транзисторів основним фізичним процесом є інжекція носіїв з емітерного переходу, але є група транзисторів, які працюють без інжекції. До них, зокрема, відносяться польові (канальні) транзистори.
Особливо широке розповсюдження отримали біполярні транзистори, що мають два n-р-переходи. Їх робота була детально описана вище. Потрібно розрізняти два види таких транзисторів: дрейфові, в яких перенесення неосновних носіїв заряду через базу здійснюється головним чином за рахунок дрейфу, тобто під дією прискорюючого електричного поля, і бездрейфові, в яких таке перенесення здійснюється головним чином за рахунок дифузії. Не треба бездрейфові транзистори називати дифузійними, оскільки термін «дифузійний» повинен вказувати не на характер переміщення носіїв, а на технологію виготовлення п-р-переходів методом дифузії.
Треба зазначити, що в бездрейфових транзисторах при інтесивній інжекції зі сторони емітера в базі виникає електричне поле, і тому переміщення носіїв в ній не буде чисто дифузійним. А в базі дрейфових транзисторів, хоч дрейф і є основним видом переміщення носіїв, відбувається також і дифузія носіїв.
Бездрейфві транзистори мають у всій базовій області одну і ту ж концентрацію домішки. Внаслідок цього в базі не виникає електричного поля і носії в ній здійснюють дифузійне переміщення від емітера до колектора. Швидкість такого переміще менше швидкості дрейфу носіїв у прискорюючому полі. Отже, бездрейфові транзистори призначені для більш низьких частот, ніж дрейфові.
У дрейфових транзисторах електричне поле в базі прискорює неосновні носії при їх рушенні до колектора, тому підвищується гранична частота і коефіцієнт посилення струму. Електричне поле в базі створюється за рахунок неоднакової концентрації домішок базової області, що може бути досягнуте при дифузійному методі виготовлення n-р-переходів. Транзистори, виготовлені таким методом, називаються дифузійними. Виникнення електричного поля в базі цих транзисторів пояснюється таким чином. Нехай, наприклад, в базі є донорі домішки для створення електропровідності п-типу. Якщо концентрація цих домішок поблизу емітерного переходу більше, ніж поблизу колекторного переходу, то відповідно вийде неоднакова концентрація основних носіїв в базі, в цьому випадку концентрація електронів. Біля емітерного переходу вона буде більшою. За рахунок цієї різниці частина електронів переміститься туди, де їх концентрація менше, тобто до колекторному переходу (рис.6.16). У базі виникає різниця потенціалів («мінус» ближче до колектора, «плюс» до емітера) і електричне поле, яке гальмує основні носії, тобто перешкоджає подальшому переміщенню електронів. У зрівноваженому стані різниця потенціалів своєю дією на основні носії урівноважує дію різниці концентрацій і в базі встановлюється електричне поле, яке прискорює неосновні носії (дірки), інжектовані з емітера.
Розглянемо тепер основні типи транзисторів, що відрізняються за конструкцією і технологією виготовлення переходів.
Бездрейфові транзистори можуть мати сплавні переходи, отримані за такою же технологією, як і у діодів. Ці транзистори прийнято називати «головними. Принцип їх побудови показаний на рис.6.17. В основну пластинку напівпровідника з двох сторін вплавляють домішки, які створюють емітерну і колекторну області. Оскільки на колекторному переході розсіюється велика потужність, то він звичайно має значно більші розміри, ніж емітерний перехід. Однак можуть бути виготовлені і симетричні сплавні транзистори, у яких обидва переходи однакові.
До емітера і колектора припаюють виводи у вигляді провідників, а вивід бази часто має форму кільця - для зменшення поперечного опору бази. Транзистор вміщується в металевий герметичний корпус, через який виводять у скляних ізоляторах вивідні провідники. У багатьох транзисторах один з вивід (бази або колектора) сполучений з корпусом.
У сплавних транзисторах неможливо зробити дуже тонку базу, і тому вони призначені тільки для низьких і середніх частот. При виготовленні методом вплавлення більш тонкої бази її товщина виходить неоднаковою у різних місцях і щоб уникнути ефекту змикання переходів доводиться зменшувати напругу колекторного переходу, що знижує граничну потужність транзистора.
Потужні сплавні транзистори мають збільшену площу переходів, які виготовляються в формі смуг або кілець. Для кращого охолоджування колектор припаюється до корпусу, основа якого робиться у вигляді більш масивної мідної пластинки.
Сплавні транзистори випускаються на потужності від декількох міліват до десятків ват. Їх перевага в тому, що до колекторного і емітерного переходів можна прикладати зворотну напруги (50 ÷ 70) В для германію і (70 ÷ 150) В для кремнію. Порівняно малі опори емітера бази і колектора дозволяють отримувати в сплавних транзисторах великі струми в імпульсному режимі. Однак граничну частоту f? практично не вдається зробити вище за 20 МГц. Недоліком сплавних транзисторів є також значний розкид параметрів і характеристик.
Дрейфові транзистори виготовляють на граничні частоти, в десятки разів більш високі, ніж у сплавних транзисторів. Це пояснюється передусім зменшенням часу пробігу носіїв у базі. Як правило, при виготовленні дрейфових транзисторів застосовується метод дифузії, при якому база може бути зроблена дуже тонкою. Колекторний перехід виходить плавним, і тоді його ємність набагато менше, ніж ємність сплавних переходів. За рахунок малої товщини бази коефіцієнти підсилення ? і ? значно вищі, ніж у сплавних транзисторів. Важливо також, що метод дифузії дозволяє виготовляти транзистори більш точно, з меншим розкидом параметрів і характеристик.
Сплавно-дифузійні транзистори (або дифузійно-сплавні) відрізняються тим, що у них базова область і колекторний перехід виготовлені методом дифузії, а емітерний перехід -методом вплавлення. Багато які сучасні транзистори виготовлені саме таким методом. На рис.6.18, а для прикладу показаний один з варіантів побудови сплавно-дифузійних германієвих транзисторів p-n-p типу. У пластині германію з електропровідністю р-типу, що є колектором, зроблена лунка, в якій методом дифузії донорних домішок, наприклад сурми, створений тонкий шар бази. Він утворить колекторний перехід. Емітерна область р-типу формується шляхом вплавлення в базовий шар краплі сплаву, що містить акцепторну домішку, наприклад індій. Вивід від бази здійснюється шляхом вплавлення краплі сплаву, що містить сурму. У розглянутій конструкції звичайно з корпусом сполучається колектор. Аналогічно можуть виготовлятися германієві транзистори типу n-p-n, а також кремнієві транзистори. Сплавно-дифузійні транзистори мають робочі частоти до сотень мегагерц, але розраховані на невеликі потужності (100 -150) мВт. Емітерний перехід в них виходить малої товщини, і тому може витримувати тільки низькі зворотні напруги.
Конверсійні транзистори цікаві тим, що в них може бути отриманий тонкий базовий шар великої площі, необхідний для виготовлення більш потужних високочастотних транзисторів. У конверсійних транзисторах дифузійний емітерний перехід утвориться за рахунок зворотної дифузії домішок з напівпровідника в метал емітерного електрода. Для цієї мети служить пластинка германію (початковий матеріал), що містить одночасно донорні і акцепторні домішки. В якості якої застосовується мідь, яка при вплавленні емітерного сплаву енергійно дифундує з германію в емітер. Завдяки цьому в шарі германію, який прилягає до емітера, різко знижується концентрація акцепторних домішок і утвориться шар бази з електронною електропровідністю. Такий процес зміни типу електропровідності називають конверсією.
Транзистори конверсійного типу мають малу ємність Ск і можуть працювати при відносно високих напругах колекторного переходу. Ці транзистори мають хорошу стабільністю і малий розкид параметрів, а також зручні у виробництві. Їх недолік - низька максимальна допустима зворотна напруга емітерного переходу.
У меза-транзисторах застосовується меза-структура, принцип отримання якої був вже розглянутий стосовно діодів. Такі транзистори виготовляються відразу у великій кількості з однієї пластини початкового напівпровідника, що зменшує розкид параметрів. На поверхні цієї пластини, яка повинна служити колектором, методом дифузії створюють шар бази товщиною в декілька мікрометрів. Для кожного транзистора в цей шар вплавляти маленькі краплі сплавів для утворення емітерної області і виводу від бази. Далі проводять травлення поверхні пластинки, захищаючи за допомогою спеціальної маски тільки невеликі ділянки біля бази і емітера. Після того як травленням знятий значний шар основної пластини, її розрізають на окремі транзистори. Структура отриманого транзистора схематично зображена на рис.6.18,.б). Для прикладу показаний германієвий транзистор типу р-п-р.
Меза-транзистори мають малі ємності переходів (Ск менше за 2 пФ), малий опір rб і можуть працювати на частотах до сотень мегагерц. Зручно і те, що від колектора здійснюється хороший тепловідвід, оскільки він має вивідний контакт порівняно великої площі.
Найкращими з дифузійних є так звані планарні транзистори. У них n-р-n переходи утворяться дифузією домішок крізь отвір в захисному шарі, нанесеному на поверхню напівпровідника. При цьому виводи від усіх областей розташовуються в одній площині. Назва «планарний» дана саме від англійського слова planar - плоский. Для виготовлення цих транзисторів особливо зручно застосовувати кремній, оскільки оксидна плівка на його поверхні може служити хорошим захисним шаром. Початкова пластинка кремнію з плівкою оксиду утворює колекторну область. У тому місці, де повинна бути базова область, оксидна плівка знімається травленням і створюється методом дифузії базовий шар. Потім всю поверхню знов окисляють і повторюють процес травлення і дифузії для створення емітерної області, яка розташовується в середній частині бази. Після цього через маску наносяться виводи у вигляді металевих шарів. Структура планарного транзистора показана на рис.6.10. Планарні транзистори мають хороші якості і набули великого поширення. Вони зручні у виробництві і можуть бути виготовлені на різні потужності з високими граничними частотами. Транзисторні і діодні елементи мікроелектронних схем, як правило, виготовляються за планарною технологією. Планарно-епитаксіальні транзистори є подальшим розвитком планарних транзисторів. У звичайних планарних транзисторів великий опір колекторної області, що невигідно. Наприклад, при роботі в імпульсному режимі у транзистора великий опір насичення Rнас. Якщо зменшити питомий опір матеріалу колектора, то зростає ємність Cк і знижується пробивна напруга колекторного переходу. Ці недоліки усуваються в епітаксіальних транзисторах, в яких між базою і низькоомним колектором введений шар з більш високим опором. При виготовленні таких транзисторів колекторна пластинка напівпровідника, наприклад, з електронною електропровідністю має малий питомий опір. На неї нарощується плівка такого ж напівпровідника, але з високим опором, а потім планарним методом створюються області бази і емітера (рис.6.20). Процес отримання на напівпровідниковій пластині шару, що зберігає структуру пластини, але має іншу питому провідність, називають епітаксиальным нарощуванням. Отримана структура, яку означають n+ - n, входить до складу колектора. Знак «+» вказує на область з більш високою концентрацією домішки, тобто з більш високою питомою провідністю.
У розглянутому транзисторі при малому опорі колектора виходить мала ємність Ск і велика напруга Uк-б max. Епітаксиальна технологія широко застосовується при виготовленні мікроелектронний схем.
Існує ряд інших, особливих типів транзисторів, які поки ще не набули досить широкого поширення. До них, наприклад, відносяться транзистори типу р - n- і - р, що мають в базі крім низькоомного шару п-типу, від якого зроблений вивід, ще додатковий, більш високоомний шар i-типу. За рахунок низькоомного шару бази меншає опір rб, а за рахунок високоомного шару знижується ємність Ск і підвищується Uк-б max. Аналогічні властивості мають транзистори з структурою типу n-р-i-n.
Особливий інтерес представляють лавинні транзистори, які працюють в режимі лавинного розмноження носіїв, тобто при напрузі uк-б, що перевищує значення допустиме для нормальної роботи в режимі підсилення. При деяких умовах лавинні транзистори мають від’ємний вихідний опір ( > 1. Це дозволяє застосовувати їх в імпульсних пристроях для генерації коротких імпульсів і перемикання.
У звичайних транзисторах гранична напруга колектор-база складає десятки вольт. Спеціальні високовольтні транзистори мають більш складну структуру колекторного переходу, і гранична напруга доходить у них до декількох сотень вольт. Потужні транзистори працюють при великих струмах, які складають одиниці і десятки ампер. При цьому може спостерігатися небажане явище «витіснення» струму. Воно пояснюється тим, що струм бази, протікаючи до виводу вздовж емітерного переходу, створює на поперечному опорі бази деякий спад напруги. За рахунок цього в центрі емітерного переходу напруга зменшується, а на краях емітерної області, навпаки, збільшується. У результаті інжекція і струм в центральній частині емітера зменшується, а на краях емітера зменшується. Таким чином, площа емітерного переходу використовується нерівномірно і може виникнути перегрів країв емітера.
Для зменшення опору бази і шкідливого ефекту «витіснення» струму до країв емітера в потужних транзисторах електроди виготовляють особливої конфігурації, при якій емітерна область складається з декількох ділянок. Кожна ділянка має невелику площу переходу, а сумарна площа емітерного переходу виходить такою, яка необхідна для протікання великого емітерного струму. У конструкції потужних транзисторів передбачається хороший тепловідвід. Випускаються транзистори потужністю в десятки і навіть сотні ват.