2. Стабілізатори постійної напруги Якість роботи електронної схеми в значній мірі залежить від стабільності напруги джерела живлення і значення його вихідного опору. Напруга живлення повинна залишатися сталою при зміні напруги і частоти мережі, а також при допустимих коливаннях температури, вологості, атмосферного тиску оточуючого середовища. Значення вихідного опору джерела живлення повинно бути достатньо малим. Для стабілізації змінної напруги на вході випрямляча можна використовувати електромагнітний стабілізатор. Однак, в цьому випадку коефіцієнт стабілізації незначний. При зміні напруги мережі на напруга на виході стабілізатора змінюється на . Найбільш широке розповсюдження отримали стабілізатори постійної напруги, які вмикають між випрямлячем і споживачем. Стабілізатори постійної напруги, які побудовані на електронних лампах, транзисторах і операційних підсилювачах називають електронними. Електроні стабілізатори забезпечують малий вихідний опір і великих коефіцієнт стабілізації напруги в широкому діапазоні частот. Основні параметри електронних стабілізаторів постійної напруги: 1.Коефіцієнт стабілізації напруги, який дорівнює відношенню відносного приросту напруги на вході до відносного приросту напруги на виході стабілізатора
2.Абсолютний коефіцієнт стабілізації
3.Вихідний опір стабілізатора для змінного струму, який характеризує зміну вихідної напруги при зміні струму навантаження
4.Кофіцієнткорисної дії , дорівнює відношенню потужності в навантаженні до номінальної вхідної потужності
5.Статичний вихідний опір
6.Відносна нижня границя зміни вхідної напруги
7. Відносна верхня границя зміни вхідної напруги
2.1. Параметричний стабілізатор постійної напруги на кремнієвому стабілітроні В параметричних стабілізаторах постійної напруги використовуються прилади з нелінійною залежністю напруги від струму навантаження. Електрична принципова схема параметричного стабілізатора на кремнієвому стабілітроні наведена на рис.2.1 і складається з кремнієвого стабілітрона і баластного (обмежуючого) резистора Rб.
Рис.2.1. Схема параметричного стабілізатора постійної напруги на кремнієвому стабілітроні Для забезпечення режиму параметричного стабілізатора необхідно вибрати початкові значення струмів стабілізації і значення баластного опору
Вихідний опір стабілізатора при . Параметричні стабілізатори на кремнієвому стабілітроні не дозволяють регулювати вихідну напругу, не забезпечують високого коефіцієнта стабілізації і великих значень струмів навантаження. Такі стабілізатори переважно застосовуються в якості джерел опорної напруги в більш потужних компенсаційних стабілізаторах. Компенсаційні стабілізатори постійної напруги В компенсаційних стабілізаторах постійної напруги відбувається порівняння фактичного значення вихідної напруги з опорною напругою і в залежності від значення і знаку цієї різниці автоматично відбувається дія на регулюючий елемент, яка направлена на зменшення цієї різниці. В стабілізаторах послідовного типу (рис.2.2) регулюючий елемент РЕ вмикається між випрямлячем і навантаженням і виконує роль баластного опору. Підсилювач постійного струму ППС побудований таким чином, що при зростанні напруги на виході, сигнал з виходу ППС закриває регулюючий елемент, його електричний опір зростає, спад напруги на ньому збільшується, а вихідна напруга стабілізатора залишається практично незмінною. При зменшенні напруги реакція стабілізатора буде зворотна.
Рис.2.2. Структурна схема компенсаційного стабілізатора послідовного типу В компенсаційних стабілізаторах паралельного типу (рис.2.3) регулюючий елемент ввімкнений паралельно опору навантаженню, а послідовно з ним ввімкнений баластний опір . Схема підсилювача постійного струму ППС побудована таким чином, що при зростанні напруги на виході стабілізатора вихідний сигнал ППС збільшує струм через регулюючий елемент. За рахунок цього струму зростає спад напруги на резисторі Rб, а напруга на навантаженні практично не змінюється.
Рис.2.3. Структурна схема компенсаційного стабілізатора паралельного типу Регулюючий елемент можна розглядати як генератор струму , який має внутрішній опір . Коефіцієнт підсилення за струмом підсилювача постійного струму, а його вхідний опір . Вихідний опір компенсаційного стабілізатора послідовного типу
де – вихідний опір підсилювача постійного струму, який буде складати
де – сумарний коефіцієнт підсилення за струмом компенсаційного стабілізатора послідовного типу, – вхідний опір підсилювача постійного струму. Коефіцієнт стабілізації стабілізатора послідовного типу
де ?н – відносна нижня границі зміни вхідної напруги стабілізатора, Коефіцієнт корисної дії такого стабілізатора
Для стабілізаторів паралельного типу вихідний опір і коефіцієнт стабілізації можна визначити за цими ж виразами, замінивши в них на . Порівняння параметрів послідовних і паралельних компенсаційних стабілізаторів постійної напруги Стабілізатори послідовного типу чутливі до перенавантаження за струмом, оскільки струм навантаження і струм і струм регулюючого елемента зростають одночасно в однаковій мірі. Паралельні стабілізатори нечутливі до перенавантаження за струмом, оскільки в граничному випадку при короткому замиканні на виході вхідна напруга прикладається до баластного резистора. При одному і тому ж значенні вихідної напруги в послідовних стабілізаторах потрібні менш високовольтні регулюючі транзистори. При одному і тому ж значенні струму в навантаженні в паралельних стабілізаторах необхідно застосовувати регулюючі транзистори, які розраховані на значно більші струми ніж в послідовних стабілізаторах. Коефіцієнт корисної дії в стабілізаторах послідовного типу значно вищий ніж у стабілізаторах паралельного типу. Вихідний опір в послідовних стабілізаторах вищий ніж у паралельних. При зростанні кількості каскадів регулюючого елемента різниця в значенні вихідного опору зменшується. Коефіцієнт стабілізації вихідної напруги буде вищий в послідовних стабілізаторах, оскільки він крім вихідного опору залежить також від внутрішнього опору Ri, який є більший від баластного резистора Rб, для паралельних стабілізаторів. При реалізації конкретних схем компенсаційних стабілізаторів паралельні стабілізатори, за основними електричними параметрами, можуть бути практично рівноцінні, в порівнянні з послідовними, а з урахуванням нечутливості до перенавантаження навіть більш оптимальними. Компенсаційні стабілізатори послідовного типу на транзисторах Однокаскадний стабілізатор послідовного типу без підсилювального елемента Це компенсаційний стабілізатор послідовного типу в якого в якості підсилювального і регулюючого елемента використовується один транзистор, який представляє собою емітерний повторювач напруги, на вхід якого подається опорна напруга параметричного стабілізатора на кремнієвому стабілітроні. Електрична принципова схема такого стабілізатора зображена на рис.2.4.
Рис.2.4. Схема компенсаційного стабілізатора послідовного типу без підсилювального елемента Вихідний струм стабілізатора є струмом емітера транзистора і струмом регулюючого елемента . Внутрішній опір стабілізатора, який зібраний за такою схемою буде складати
Вихідна напруга стабілізатора буде завжди меншою від опорної напруги на стабілітроні Еквівалентний опір кола бази транзистора буде залежати від обмежуючого резистора і від диференціального опору стабілітрона і буде складати . Вихідний опір стабілізатора визначається, як вихідний опір емітерного повторювача і описується наступним виразом
Значення вихідного опору можна зменшити збільшуючи значення струму емітера транзистора, переважно складає біля одного ома. Коефіцієнт стабілізації напруги для розглянутої схеми буде складати
Розрахункове значення коефіцієнта стабілізації може досягати декількох сотень, однак воно обмежене стабільністю додаткового джерела живлення Е0. При низькій стабільності цього джерела буде змінюватися напруга, яка знімається з стабілітрона і ці зміни будуть практично визначати точність роботи стабілізатора. Для визначення значення опору обмежуючого резистора можна скористатися виразом . Компенсаційний стабілізатор послідовного типу з однокаскадним підсилювачем постійного струму. Електрична принципова схема стабілізатора з однокаскадним підсилювачем постійного струму наведена на рис.2.5. Напруга на резисторі подільника напруги порівнюється з опорною (еталонною) напругою на стабілітроні . Різницева напруга підсилюється підсилювачем постійного струму на транзисторі і надходить на базу регулюючого транзистора і змінює його опір. При зростанні вихідної напруги збільшується спад напруги на резисторі , який прикладений у прямому напрямку до переходу база-емітер регулюючого транзистора , що викликає збільшення колекторного струму транзистора . Цей струм протікає через резистор і створює на йому спад напруги, який є закриваючим для транзистора . Емітерний струм зменшується, що приводить до відновлення номінальної напруги на опорі навантаження.
Рис.2.5. Схема електрична принципова компенсаційного стабілізатора послідовного типу з однокаскадним підсилювачем постійного струму Вхідний опір підсилювача постійного струму на транзисторі буде дорівнювати
Вихідний опір компенсаційного стабілізатора для змінного струму
Внутрішній опір компенсаційного стабілізатора буде складати . Коефіцієнт стабілізації буде визначатися наступним виразом
Ввімкнення стабілітрона в емітерне коло транзистора приводить до збільшення вхідного опору підсилювача постійного струму і відповідно до збільшення вихідного опору стабілізатора і зменшення коефіцієнта стабілізації напруги. Розглянута схема компенсаційного стабілізатора з однокаскадним підсилювачем постійного струму має наступні параметри: Для забезпечення великих струмів навантаження, які перевищують декількох ампер, в якості регулюючого транзистора використовують складовий транзистора. Для підвищення коефіцієнта стабілізації і зменшення вихідного опору стабілізатора для змінного струму необхідно збільшувати сумарний коефіцієнт підсилення за струмом.
Рис.2.6. Схема електрична принципова компенсаційний стабілізатора з складовим транзистором Принципова електрична схема компенсаційного стабілізатора з складовим транзистором в якості регулюючого транзистора наведена на рис.2.6. Регулюючий транзистор виконаний на трьох транзисторах , додаткове джерело напруги - на стабілітроні , а джерело опорної напруги на стабілітроні . Резистори і забезпечують нормальні робочі режими складового транзистора і визначаються наступним виразом
Підвищення коефіцієнта стабілізації можливе шляхом живлення транзистора підсилювача постійного струму від стабілізатора струму на транзисторі (рис.2.7). Застосування стабілізатора струму замість колекторного резистора рівноцінно використанню резистора з великим динамічним опором, що значно підвищує коефіцієнт підсилення за струмом підсилювача постійного струму і відповідно до підвищення коефіцієнта стабілізації стабілізатора. Напруга на базі транзистора стабілізована за допомогою стабілітрона тому напруга на резисторі буде практично сталою, а значить сталими будуть струми емітера і колектора транзистора і не будуть залежати від коливання вхідної напруги стабілізатора. Всі прирости струму транзистора є керуючими для регулюючого транзистора .
де .
Рис.2.7. Схема компенсаційного стабілізатора постійної напруги з стабілізатором струму на транзисторі Для отримання великого коефіцієнта стабілізації, підсилювач постійного струму виконують на операційному підсилювачі. Схема такого стабілізатора наведена на рис.2.8. Застосування операційного підсилювача дозволяє отримати коефіцієнт стабілізації до декількох тисяч і вихідний опір, який декількох міліом.
Рис.2.8. Схема електрична принципова компенсаційного стабілізатора на операційному підсилювачі Схема захисту послідовного стабілізатора від перенавантаження за струмом Схема електрична принципова компенсаційного стабілізатора послідовного типу з схемою захисту від перенавантаження за струмом наведена на рис.2.9. Резистор захисту і напруга зміщення на резисторі вибирають таким чином, що б в номінальному режимі транзистор захисту закритий і практично не впливає на роботу стабілізатора.
Рис.2.9. Схема електрична принципова компенсаційного стабілізатора послідовного типу з схемою захисту від перенавантаження за струмом При зростанні струму навантаження спад напруги на резисторі зростає і транзистор захисту відкривається і шунтує базове коло регулюючого транзистора , що викликає його закривання. Це в свою чергу приводить до зменшення вихідної напруги і до зменшення напруги зміщення , що викликає ще більше закривання транзистор . Після усунення короткого замикання на виході схема захисту автоматично вмикається. Резистор захисту визначається за виразом
Закриваюча напруга зміщення, яка знімається з частини резистора R4 буде складати
де – напруга бази відкритого транзистора захисту ; – максимальний струм навантаження при якому спрацьовує схема захисту стабілізатора, переважно складає . Регулювання вихідної напруги в компенсаційних стабілізаторах Найпростіші схеми компенсаційних стабілізаторів постійної напруги мають вихідну напругу, яка близька до напруги стабілізації стабілітрона джерела опорної напруги. В цьому випадку зміна вихідної наруги здійснюється за рахунок зміни самого стабілітрона. Недолік таких схем полягає в тому, що неможливо плавно змінювати вихідну напругу. Найбільш розповсюджений спосіб регулювання і одночасно підвищення вихідної напруги полягає в застосуванні подільника напруги на виході стабілізатора. Фрагмент схеми регулювання вихідної напруги стабілізатора наведений на рис.2.10.
Рис.2.10. Схема регулювання вихідної напруги в компенсаційному стабілізаторі
Для наведеного фрагмента схеми вихідна напруга стабілізатора буде складати
Для спрощеного аналізу цієї схеми приймаємо, що , а , тоді і можемо записати
Цей вираз показує, що для розглянутої схеми вихідна напруга більша за напругу стабілітрона і змінюватися шляхом зміни коефіцієнта ділення подільника напруги на резисторах R1 і R2, який дорівнює . Застосовуючи в якості одного з резисторів подільника напруги змінний резистор можна плавно змінювати коефіцієнт ділення подільника і вихідну напругу. Застосування подільника напруги викликає погіршення параметрів стабілізатора напруги. Відношення коефіцієнта стабілізації стабілізатора з регульованою напругою за допомогою подільника напруги до коефіцієнта стабілізації з фіксованою напругою без подільника на його виході описується таким виразом
де – еквівалентний опір подільника напруги ; – вхідний опір підсилювача постійного струму на; – диференціальний опір стабілітрона; – вихідний опір стабілізатора без подільника напруги; – вихідний опір стабілізатора з подільником напруги на виході. Отже, опір подільника напруги бажано вибирати по можливості меншим , але навіть у граничному випадку коли , параметри стабілізатора з подільником напруги в разів гірші ніж параметри стабілізатора без подільника. При емітерному ввімкненні стабілітрона нерівність буде мати вигляд Практично цю нерівність легше виконати, особливо у випадку потужних стабілізаторів. У випадку необхідності отримання малих напруг на виході стабілізатора , застосовується інакша схема ввімкнення джерела опорної напруги (рис.2.11). Змінюючи значення можна отримати як великі, так і малі напруги на виході стабілізатора. Практично мінімальне значення вихідної напруги може складати . Зміну полярності вихідної напруги така схема не допускає.
Рис.2.11. Схема ввімкнення джерела опорної напруги, яка дозволяє отримання малих вихідних напруг 3. Випрямлячі змінної напруги Випрямляч – це електронний пристрій, який призначений для перетворення змінної напруги в постійну. Випрямлячі поділяються за такими основними ознаками: 1.За кількістю фаз первинної обмотки трансформатора випрямлячі поділяються на однофазні і трифазні. 2.За кількістю фаз вторинної обмотки трансформатора на однофазні, двофазні і трифазні. 3.За кількістю імпульсів струму у вторинній обмотці трансформатора за період частоти мережі на однотактні і двотактні. 4.За схемою з’єднання вентилів: з послідовним ввімкненням вентилів і вторинної обмотки трансформатора, мостові , каскодні. 5.В залежності від призначення на керовані і некеровані. При аналізі випрямлячів вважаємо, що вони працюють на чисто активне навантаження, трансформатор і вентилі ідеальні, а форма напруги чисто синусоїдальна. Основні параметри випрямляча середнє значення випрямленої напруги; коефіцієнт пульсації; амплітуда змінної складової основної гармоніки. Параметри випрямляча, які використовуються для розрахунку трансформатора - діючі значення напруг у вторинних обмотках трансформатора; - діючі значення струмів у вторинній обмотці трансформатора; - розрахункові потужності окремих обмоток трансформатора; - типова потужність всього трансформатора. Параметри діодів, які використовуються у випрямлячах - зворотна напруга на одному діодів; - середнє значення струму через діод; - діюче значення струму через діод; - амплітудне значення струму через діод. Однопівперіодна схема випрямлення Однопівперіодна схема випрямлення зображена на рис.3.1 і складається з трансформатора і діода . Під дією синусоїдальної напруги струм у навантаженні протікає тільки протягом півперіоду, коли на аноді діода є додатний потенціал відносно катода.
Рис.3.1. Однопівперіодна схема випрямлення
Рис.3.2. Часові діаграми роботи однопівперідної схеми випрямлення Середнє значення випрямленої напруги такої схеми випрямлення
Діюче значення напруги у вторинній обмотці трансформатора
Діюче значення струму у вторинній обмотці трансформатора
Амплітудне значення струму у вторинній обмотці трансформатора
Враховуючи це значення отримуємо остаточно діюче значення струму у вторинній обмотці трансформатора
Типова потужність трансформатора
З урахуванням збільшення струму первинної обмотки за рахунок підмагнічення осердя трансформатора
Зворотна напруга, яка прикладається до діода
Частота основної гармоніки дорівнює частоті мережі . Амплітудне значення основної гармоніки
Коефіцієнт пульсації випрямленої напруги
Основна превага однопівперіодної схеми випрямлення – це її простота. До недоліків можна віднести: велика маса і розміри трансформатора, які пов’язані з поганим використанням вторинної обмотки трансформатора і наявністю підмагнічення осердя трансформатора постійною складовою струму; велике значення зворотної напруги на діоді; велике амплітудне значення струму через діод; велике значення коефіцієнта пульсації і низька частота пульсації, що приводить до збільшення маси і габаритних розмірів згладжуючого фільтра. Двопівперіодна схема випрямлення з середньою точкою Двопівперіодна схема випрямлення з середньою точкою наведена на рис.3.3. Вторинна обмотка створює дві е.р.с., які рівні за значенням, але протилежні за фазою. Діоди пропускають струми по черзі, при додатному півперіоді струм проходить через відкритий діод VD1, в той час коли діод VD2 закритий, а коли е.р.с. змінюють свою полярність на протилежну, то діод VD1 заривається, а струм протікає через відкритий діод VD2 і навантаження в тому ж напрямку. Діоди пропускають струм через навантаження по черзі і він проходить через навантаження протягом обох півперіодів, але кожна половина вторинної обмотки трансформатора Т1 навантажується струмом тільки протягом половини періоду частоти мережі. Часові діаграми, які демонструють роботу двопівперіодної схеми випрямлення з середньою точкою наведені на рис. 3.4.
Рис.3.3. Двопівперіодна схема випрямлення з середньою точкою Середнє значення випрямленої напруги такої схеми випрямлення
Діюче значення напруги у вторинній обмотці трансформатора
Діюче значення струму у кожній з половин вторинної обмотки трансформатора
Амплітудне значення струму у вторинній обмотці трансформатора
Враховуючи це значення отримуємо остаточно діюче значення струму у вторинній обмотці трансформатора
Типова потужність трансформатора
Зворотна напруга, яка прикладається до діода
Рис.3.4. Часові діаграми роботи двопівперіодної схеми випрямлення з середньою точкою Середнє значення струму через діод у два рази менше від випрямленого струму Частота основної гармоніки в два рази більша від частоти мережі . Амплітудне значення основної гармоніки
Коефіцієнт пульсації випрямленої напруги
Основні переваги двопівперіодної схеми випрямлення з середньою точкою: розміри і маса трансформатора значно менші, оскільки значно зменшується підмагнічення трансформатора постійною складовою струму; краще використовуються обмотки трансформатора; амплітудне значення струму через діод зменшується в два рази; значно зменшуються розміри, маса згладжуючого фільтра за рахунок зменшення коефіцієнта пульсацій і збільшення частоти пульсації. За значенням зворотної напруги на один діод розглянуті схеми випрямлення рівноцінні. Недолік такої схеми випрямлення є необхідність використання вторинної обмотки трансформатора з середньою точкою. Однофазна мостова схема випрямлення Схема однофазної мостової схеми випрямлення зображена на рис.3.5. Змінна напруга подається до однієї діагоналі моста, а навантаження під’єднується до другої його діагоналі - між точками з’єднання катодів двох діодів (, ), і точки з’єднання анодів двох діодів, які утворюють анодну групу діодів (, ). В схемі діоди проводять струм попарно: , і , , які з’єднані між собою і навантаженням послідовно. В кожну пару входять один діод з катодної групи діодів, а в другу – з анодної групи діодів. В схемі проводить струм та пара діодів, в якої анод діодів катодної групи (, ) мають найбільш високий додатний потенціал, а катод діодів анодної групи (, ) - найбільш низький від’ємний потенціал. Так, наприклад, якщо потенціал анода діода стає вищий потенціалу його катода, то анод діода буде мати найбільш високий потенціал, а катод діода – найбільш низький потенціал. В цьому випадку діоди і пропускають електричний струм. При зміні знаку е.р.с. катод діода має самий низький, а анод діода найбільш високий потенціал, тому струм проводять діоди і . Наруги на навантаженні наведені на часових діаграмах, які зображені на рис.3.6.
Рис.3.5. Схема однофазної мостової схеми випрямлення Середнє значення випрямленої напруги такої схеми випрямлення
Діюче значення напруги у вторинній обмотці трансформатора
Діюче значення струму у кожній з половин вторинної обмотки трансформатора
Рис.3.6. Часові діаграми роботи однофазного мостового випрямляча Амплітудне значення струму у вторинній обмотці трансформатора
Враховуючи це амплітудне значення струму отримуємо остаточно діюче значення струму у вторинній обмотці трансформатора
Типова потужність трансформатора
Зворотна напруга, яка прикладається до кожного діода
Частота основної гармоніки в два рази більша від частоти мережі . Амплітудне значення основної гармоніки
Коефіцієнт пульсації випрямленої напруги
Основні переваги однофазної мостової схеми випрямлення розміри і маса трансформатора значно менші за рахунок кращого використання вторинної обмотки трансформатора; не потрібно спеціального виводу від середньої точки вторинної обмотки трансформатора; зменшена в два рази зворотна напруга, яка прикладається до одного діода. Робота однопівперіодного однофазного випрямляча на ємнісне навантаження Якщо до виходу випрямляча (рис.3.7) паралельно опору навантаження під’єднати ємність С1, то в додатний півперіод вхідної змінної напруги імпульси струму заряджають конденсатор С1, а в від’ємний півперіод ємність віддає енергію в зовнішнє коло, в процесі розряду через опір навантаження Rн. В схемі діють ніби два джерела напруги: джерело напруги U1 і ємність С1. Заряд конденсатора С1 від джерела напруги U відбувається за експоненціальним законом
де Rв – внутрішній опір випрямляча , де Rд.пр – опір діода в прямому напрямку; r1 і r2 – опори первинної і вторинної обмоток силового трансформатора Т; – коефіцієнт трансформації трансформатора. Розряд конденсатора С1 відбувається через активний опір навантаження також за експоненціальним законом , де –
Рис.3.7. Схема однопівперіодного однофазного випрямляча, який працює на ємнісне навантаження Оскільки конденсатор С1 заряджається через відкритий діод, який має малий опір, то напруга на конденсаторі наростає відносно швидко (рис.3.8). Розряд же конденсатора відбувається через опір навантаження Rн, який є переважно значно більший ніж опір відкритого діода. Тому конденсатор не встигає відчутно розрядитися за час паузи між і пульсами струму, який протікає через діод. При конечному значенні значення опору Rн у колі встановлюється такий режим, при якому заряд, який отримує конденсатор протягом додатного півперіоду змінної напруги, дорівнює заряду, який втрачає конденсатор протягом періоду. Напруга на навантаженні U0, а значить і струм в навантаженні Iн залишаються практично незмінні. В проміжку часу між t1 і t2 напруга на конденсаторі U0 більша від напруги джерела змінного струму u2. Напруга на діоді і діод закритий. Конденсатор розряджається через опір навантаження з сталою часу В момент часу t2 напруга джерела змінного струму стає рівною напрузі на конденсаторі. При t > t2 напруга на діоді змінює полярність (uд > 0) і через діод починає протікати струм від джерела u2. Цей струм живить навантаження і заряджає конденсатор з сталою часу . Напруга на конденсаторі наростає до моменту часу t3, коли знову настає рівність напруг u2 і U0. При t > t3 діод закривається і процес повторюється знову. Розглядаючи процеси у випрямлячі із згладжуючим конденсатором, можна визначити всі величини, які характеризують режим роботи випрямляча. Нехай напруга на вторинній обмотці трансформатора u2. З малюнка видно, що в момент часу ( при )
де U0 ? постійна складова випрямленої напруги; ? ? кут відсічки. Вважаючи, що , знаходимо миттєве значення струму, який протікає через діод у прямому напрямку
Тоді постійна складова випрямленого струму буде визначатися наступним виразом
Підставляємо в цей вираз значення U2m і отримаємо
де А – коефіцієнт, який залежить від кута відсічки ?. Останній вираз показує, що коефіцієнт А є функцією тільки кута відсічки ?. Знаючи А можна визначити також інші величини, які характеризують роботу випрямляча змінного струму. В усталеному режимі пульсації випрямленої напруги незначні. Для зниження рівня пульсацій значення ємності конденсатора С1 необхідно збільшувати. Однак занадто велике значення ємності С1 зменшує час протягом якого діод знаходиться у відкритому стані, що викликає збільшення імпульсів зарядного струму, який може перевищити допустиме значення струму діода. Потужність, яка розсіюється на діоді, залежить від діючого значення пульсуючого струму, який протікає через діод і змінної напруги на діоді. При додатній півхвилі напруга вторинної обмотки протилежна за напрямком напрузі на конденсаторі. Максимальний спад напруги на діоді в цьому випадку дорівнює
У від’ємний півперіод коли відсутній струм напруга вторинної обмотки і напруга на конденсаторі збігаються за напрямком і миттєве значення напруги на діоді різко зростає і складає
При амплітудних значеннях напруги вторинної обмотки трансформатора напруга на діоді близька до подвійної амплітуди випрямленої напруги і майже в три рази перевищує її діюче (ефективне) значення
Тому в схемі випрямлення слід використовувати діод, допустима зворотна напруга якого перевищує значення Суттєвим недоліком однопівперіодної схеми випрямлення змінного струму є велика розрахункова типова потужність трансформатора, підмагнічення сердечника постійню складовою магнітного поля, велике значення зворотної напруги на діоді, високий рівень пульсації випрямленої напруги. Однопівперідну схему випрямлення доцільно застосовувати при побудові молопотужних високовольтних випрямлячів.
Рис.3.8. Часові діаграми однопівперіодного однофазного випрямляча при роботі на ємнісне навантаження Трифазна схема випрямлення з нульовим виводом В трифазних випрямлячах первинна обмотка трансформатора складається з трьох фаз і з’єднуються або „зіркою” або „трикутником”. Вторинні обмотки трансформатора також трифазні і їх може бути декілька. З допомогою спеціальних схем з’єднання вторинних обмоток можна отримати симетричну систему напруг з кількістю фаз, яка кратна трьом: трифазну , шестифазну і т.д. В результаті отримують незначні пульсації і зменшують розміри згладжуючого фільтра. Електрична принципова схема трифазного випрямляча з нульовим виводом при активному навантаженні зображена на рис.3.9. В літературі ця схема відома під назвою схеми Миткевича.
Рис.3.9. Трифазна схема випрямлення з нульовим виводом В такій схемі в будь який момент часу струм проводить тільки один діод, анод якого має більш високий потенціал. Тривалість роботи кожного діода за період складає 2?/3. Випрямлена напруга і струм мають потрійну пульсацію, а максимальне значення зворотної напруги на діоді в разів більше амплітудного значення напруги вторинної обмотки трансформатора. У трифазному випрямлячі з нульовим виводом спостерігається явище вимушеного намагнічення осердя трансформатора, що є основним недоліком такого випрямляча. Магнітні потоки вимушеного намагнічення, які мають постійну і змінну складові, мають односторонній напрямок в осерді трансформатора і замикаються через оточуючий простір, що викликає додаткові втрати в металічних деталях арматури трансформатора. Для усунення насичення осердя трансформатора потоками вимушеного намагнічення, які складають до 25% від основного магнітного потоку, тому необхідно передбачати збільшення січення осердя трансформатора. Трифазна мостова схема випрямлення (схема Ларіонова) В цій схемі (рис.3.10) з’єднані дві трифазні випрямляючі групи вентилів: непарна група вентилів (VD1 , VD3 , VD5) і парна група вентилів (VD2 , VD4 , VD6), кожна з яких виконує функцію трифазної схеми з нульовим виводом. В схемі одночасно проводять струм два діоди - один з найбільш високим потенціалом анода з непарної групи діодів, а другий з найбільш низьким потенціалом катода з парної групи діодів. Випрямлена напруга має шестикратну пульсацію випрямленої напруги Схема застосовується для живлення випрямленою напругою різноманітних електричних пристроїв середньої і великої потужності. У порівнянні з іншими схемами випрямлення має малий коефіцієнт пульсації (КП =5,7%), малу зворотну напругу на діодах і високий ступінь використання обмоток трансформатора .
Рис.3.10. Трифазна мостова схема випрямлення (схема Ларіонова) Схема випрямляча з помноженням напруги Схеми випрямлення з помноженням напруги дозволяють отримати подвоєну, потроєну і.т. напругу у порівнянні з вихідною напругою однопівперіодного випрямляча. Застосовують такі випрямлячі для живлення малопотужних високовольтних пристроїв, які споживають малий струм (декілька мА): рентгенівських трубок, анодів високовольтних електронно-променевих трубок і т.д. Принцип роботи помножувачів напруги оснований на використанні декількох конденсаторів, кожен з яких заряджається від однієї обмотки трансформатора через відповідні діоди. По відношенню до навантаження конденсатори виявляються ввімкненими послідовно, і їх напруги сумуються. Схеми помноження можна використовувати і в безтрансформаторному ввімкнені в мережу змінного струму. Розрізняють симетричні і несиметричні схеми помноження напруги. Симетрична схема подвоєння напруги (схема Латура) складається з двох однопівперіодних випрямлячів і наведена на рис.3.11.
Рис.3.11. Симетрична схема випрямлення з подвоєнням напруги Конденсатор С1 заряджається через діод протягом першої півхвилі , а С2 – через діод протягом другої півхвилі. Напруга на навантаженні при холостому ході дорівнює подвоєному амплітудному значенню . В реальних схемах при наявності навантаження заряд одного конденсатора супроводжується одночасним розрядом другого конденсатора через опір навантаження, тому напруга на навантажені буде менша від подвоєного значення. Щоб була менша різниця між випрямленою напругою при холостому ході і напругою при навантаженні. Пульсація випрямленої напруги має подвоєну частоту по відношенню до частоти мережі. При холостому ході середнє значення випрямленої напруги
Максимальне значення зворотної напруги на діоді при холостому ході дорівнює середньому значенню випрямленої напруги. Несиметрична схема випрямлення з подвоєнням напруги зображена на рис.3.12 і складається з двох однопівперіодних випрямлячів, які живляться від різних за значенням напруг.
Рис.3.12. Несиметрична схема випрямлення з подвоєнням напруги Протягом першого півперіоду через відкритий діод заряджається конденсатор С1 напругою , а протягом другого півперіоду конденсатор С2 через відкритий діод заряджається під дією суми двох напруг – і , які збігаються за напрямком. В результаті напруга на конденсаторі С2 виявляється в два рази більшою ніж напруга на конденсаторі С1. Зворотна напруга на діоді при холостому ході досягає значення подвоєної амплітуди на вторинній обмотці трансформатора. Частота пульсацій випрямленої напруги дорівнює частоті змінної напруги живлення. Оскільки один з виводів вторинної обмотки трансформатора з’єднаний з від’ємним полюсом навантаження, то можливе його заземлення, що є позитивним явищем. Керовані випрямлячі Сучасні напівпровідникові випрямлячі, як правило, мають системи автоматичного регулювання вихідних електричних параметрів; стабілізація напруги і струму, програмне керування режимами роботи і т.д. Випрямлена напруга випрямляча можна регулювати: на стороні постійного струму – за допомогою реостату або потенціометра; на стороні змінного струму – за рахунок зміни змінної напруги, яка підводиться до випрямляча. Всі способи регулювання на стороні змінного струму, які будуть розглянуті нижче, полягають в тому, що напруга, яка подається на випрямляч, плавно або стрибкоподібно регулюється за допомогою реактивних елементів і трансформатора. Регулювання за допомогою трансформатора або автотрансформатора з відпайками (рис.3.13).
Рис.3.13. Схема регулювання напруги з допомогою автотрансформатора з відпайками Такий спосіб регулювання напруги є найбільш економічний, оскільки при регулюванні на всіх ступенях зберігається високе значення коефіцієнта потужності. Комутація струму з однієї відпайки на іншу при сходинчатому регулюванні напруги здійснюється комутаційними елементами механічного типу або тиристорними перемикачами. Регулювання з допомогою комутаційними елементами механічного типу характеризується рядом принципових недоліків: регулювання неплавне, а сходинчате; інерційність; низька надійність; малий к.к.д.; іскріння контактів і т.д. Регулювання за допомогою дроселів насичення. Дроселі насичення вмикаються або в первинну обмотку трансформатора (рис.3.14), або у вторинну обмотку трансформатора, або безпосередньо в схему випрямлення послідовно з кожним з діодів схеми випрямлення. При застосуванні дроселів насичення (ДН.1, ДН.2, ДН.3), які ввімкнені у первинну обмотку трансформатора, регулювання вихідної напруги здійснюється плавно.
Рис.3.14. Схема регулювання напруги з допомогою дроселів насичення Окрема область це регулювання напруги з допомогою керованих вентилів (тиристорів, транзисторів, двопозиційних тиристорів). Регулювання випрямленої напруги здійснюється за допомогою керованих вентилів наступними способами: шляхом зміни параметрів вентилів, які входять безпосередньо у випрямляч; зміна параметрів вентилів, які ввімкнені в первинну обмотку трансформатора (фазове регулювання на стороні змінного струму); зміна ширини імпульсів (широтно-імпульсне регулювання на стороні постійного струму). Регулюючий пристрій необхідно вибирати, виходячи з різних факторів, найважливішими з яких є вимоги до діапазону регулювання, значенню і якістю ступенів напруги або плавності зміни напруги, коефіцієнту потужності і коефіцієнта корисної дії. На рис.3.15 наведена структурна схема керованого випрямляча напруги на тиристорах і часові діаграми його роботи.
Рис.3.15. Керований випрямляч напруги на тиристорах: а) – структурна схема; б) – часові діаграми Структурна схема керованого випрямляча складається з трансформатора ТР, керованого тиристорного випрямляча КТВ, фазозсуваючий пристрій ФП, генератор імпульсів ГІ і навантаження Н. З допомогою ГІ генеруються керуючі імпульси і , які подаються на керуючі електроди КТВ (рис.15, б). Оскільки частота змінної напруги, яка живить трансформатор випрямляча і систему керування збігаються, то керуючі імпульси мають таку ж частоту, як і е.р.с. вторинних обмоток трансформатора. З допомогою ФП керуючі імпульси зміщуються за фазою відносно вторинних е.р.с. трансформатора, що дозволяє керувати моментами переходу вентилів у провідний стан. В результаті випрямлена напруга змінюється за формою, а отже змінюється і значення середньої випрямленої напруги. На рис.3.15 ,б) наведені часові діаграми вторинних е.р.с. та керуючих імпульсів для однофазної схеми випрямлення з середньою точкою при активному навантаженні. При зміщенні керуючих імпульсів на кут , який називається кутом регулювання, середнє значення випрямленої напруги на навантаженні визначається як функція кута регулювання
де - середнє значення випрямленої напруги при куті керування , або середнє значення напруги при двопівперіодному випрямленні без керування. При збільшенні кута керування значення напруги на навантажені зменшується, але при цьому збільшуються пульсації випрямленої напруги і погіршується коефіцієнт потужності випрямляча, що є основним недоліком всіх керованих випрямлячів. Принципові електричні схеми схем керування керованих випрямлячів залежать від потужності випрямляча, від глибини діапазону регулювання напруги , від типу застосованих у схемі випрямлення тиристорів, від швидкості спрацювання схеми керування та ін. Для керування тиристорними керованими випрямлячами застосовують спеціальні системи керування, які формують керуючі імпульси струму. 4. Згладжуючі фільтри На виході випрямляча ми отримуємо пульсуючу напругу в складі якої крім постійної складової є змінні складові, тому через навантаження буде проходити пульсуючий струм. Для послаблення змінної складової випрямленої напруги або для зменшення пульсацій застосовують згладжуючі фільтри. Ці фільтри призначені для згладження пульсацій випрямленої напруги до значення, яке допустиме за умовами експлуатації певного електронного пристрою. Крім зменшення змінної складової згладжуючі фільтри повинні забезпечувати мінімальні втрати постійної складової випрямленої напруги. Отже, згладжуючі фільтри повинні задовольняти наступні вимоги: 1.Фільтр не повинен помітно спотворювати форму струму навантаження. Це може мати місце при швидких змінах опору навантаження, що може протидіяти швидкій зміні напруги і струму. 2.Власна частота коливань фільтра повинна бути нижча ніж нижня частота змінної складової випрямленої напруги. Якщо ця вимога не буде виконуватися, то можливі резонансні явища і зростання амплітуди пульсацій на окремих частотах. 3.Перехідні процеси в фільтрі не повинні викликати значного підвищення напруги або викидів струму в навантаженні. 4.Згладжуючий фільтр повинен бути економічним, мати малу масу, габаритні розміри і вартість. Оцінка ефективності дії фільтра характеризується коефіцієнтом згладжування, який є відношенням коефіцієнта пульсацій на вході фільтра до коефіцієнта пульсацій на його виході
де – коефіцієнт пульсацій; – амплітуда основної гармоніки змінної складової випрямленої напруги; – середнє значення випрямленої напруги; – коефіцієнт передачі постійної складової напруги з входу фільтра на його вихід; – коефіцієнт фільтрації, який визначає у скільки разів зменшується амплітуда пульсацій основної гармоніки на виході фільтра в порівнянні з амплітудою пульсацій на його виході . Якщо нехтувати втратами в фільтрі і вважати, що середнє значення випрямленої напруги до і після фільтра рівні, то коефіцієнт згладжування буде дорівнювати коефіцієнту фільтрації
Діапазон необхідних значень коефіцієнтів пульсацій для різних електронних пристроїв коливається від 0,0001% (мікрофонні кола) до (0,5-3,0)% (підсилювачі потужності низької частоти, радіотелеграфні передавачі). При виборі схеми і параметрів фільтра коефіцієнт згладжування є важливим параметром, але не єдиним. Необхідно також враховувати умови, при яких повинен працювати випрямляч. Необхідно також усунути можливість перенапруги і надструмів, які зумовлені перехідними процесами в фільтрі при зміні навантаження. Згладжуючі фільтри з пасивними RLC-елементами Для виконання зазначених вимог згладжуючі фільтри повинні складаються з різних комбінацій пасивних реактивних елементів. Індуктивні згладжуючі фільтри Індуктивний фільтр складається з індуктивності , яка ввімкнена послідовно з опором навантаженням (рис.4.1). Змінна складова струму створює в осерді дроселя магнітний потік, який індукує в його обмотці проти е.р.с., яка протидіє зміні струму в колі навантаження.
Рис.4.1. Індуктивний згладжуючий фільтр Коефіцієнт фільтрацій для індуктивного фільтру
де – індуктивний опір дроселя фільтра, – кутова частота, , де - ( fмер - частота мережі); p – коефіцієнт, який залежить від схеми випрямлення. З виразу для коефіцієнта фільтрацій можна отримати вираз для значення індуктивності фільтра
Переваги індуктивних фільтрів: простота; малі втрати потужності; мала зміна вихідної напруги при зміні струму навантаження; практично неперервний струм у навантаженні, що полегшує режим роботи трансформатора і випрямляючих діодів. Недоліки індуктивних фільтрів: можливість появи на виводах дроселя підвищеної напруги при різкому зменшенні струму в навантаженні; фільтр є джерелом електромагнітних завад; велика маса і габаритні розміри. Індуктивні фільтри найбільш ефективні при великих струмах і малих опорах навантаження. Застосовуються в потужних випрямляючих пристроях де вони забезпечують хороше згладжування пульсацій. Ємнісні згладжуючі фільтри Ємнісний фільтр представляє собою конденсатор, який шунтує опір навантаження (рис.4.2). Ємнісний фільтр забезпечує ефективне згладжування при великих значеннях опору навантаження і малих струмах.
Рис.4.2. Схема ємнісного згладжуючого фільтра Коефіцієнт пульсацій такого фільтра буде дорівнювати
Для забезпечення заданого коефіцієнта пульсацій значення ємності конденсатора фільтра, який ввімкнений паралельно до опору навантаження, визначаємо з такого виразу
Основний недолік ємнісних фільтрів – це необхідність застосування випрямляючих діодів, які розраховані на велике амплітудне значення струму. Індуктивно-ємнісні згладжуючі фільтри Прості згладжуючі фільтри не можуть забезпечити велике значення коефіцієнта згладжування, тому їх застосовують досить рідко. Широке розповсюдження знаходять індуктивно-ємнісні згладжуючі фільтри (рис 4.3).
Рис.4.3. Індуктивно-ємнісний згладжуючий фільтр Для забезпечення ефективного згладжування фільтру необхідно, щоб виконувалася така вимога
Амплітудне значення струму пульсацій буде дорівнювати
де – повний опір навантаження і фільтра, ; – еквівалентний опір навантаження і ємності фільтра, Оскільки втрати на індуктивності незначні, то коефіцієнт згладжування індуктивно-ємнісного фільтра практично дорівнює коефіцієнту фільтрації і можна записати
Враховуючи, що , а можна записати . Звідси отримуємо вираз для добутку індуктивності на ємність фільтра при заданому значенні коефіцієнта фільтрації
Для стійкої роботи фільтра необхідно, щоб власна частота фільтра була менша від частоти основної гармоніки пульсацій . де – власна частота фільтра, Враховуючи вираз для власної частоти фільтра можна записати
Звідси остаточно отримуємо
Резистивно-ємнісні згладжуючі фільтри У випрямлячах малої потужності з ціллю зменшення габаритних розмірів і маси фільтра замість дроселя часто застосовують резистор фільтра . Для забезпечення хорошого згладження пульсацій необхідно, щоб виконувалася умова Схема резистивно-ємнісного згладжуючого фільтра наведена на рис.4.4.
Рис.4.4. Схема резистивно-ємнісного згладжуючого фільтра Загальний вираз для коефіцієнта фільтрацій резистивно-ємнісного фільтра , – загальний опір фільтра і навантаження, ; – еквівалентний опір конденсатора і опору навантаження ; – постійна складова напруги на вході фільтра, ; – постійна складова напруги на виході фільтра, ; – амплітудне значення струму пульсацій. Підставляємо значення параметрів фільтра у вираз для коефіцієнта згладження фільтра і враховуючи, що переважно отримуємо остаточно
До переваг резистивно-ємнісного фільтра можна віднести: малі розміри, малу масу і вартість, до недоліків – відносно великі втрати потужності. П-подібні фільтри мають більш високий коефіцієнт згладжування, який дорівнює добутку коефіцієнтів згладжування. В напівпровідникових випрямляча великої потужності застосування П-подібного фільтру нераціонально, оскільки в цьому випадку випрямляч працює на ємність, що погіршує умови роботи випрямляючих діодів і трансформатора. Для досягнення високого значення коефіцієнта згладження доцільно застосовувати каскадне ввімкнення Г-подібних фільтрів. Результуючий коефіцієнт згладження дорівнює добутку коефіцієнтів згладження окремих ланок. При високих значеннях випрямленої напруги (5-10) кВ або малих значеннях випрямленого струму (менш ніж 20мА) застосовують Г-подібні RC-фільтри в яких замість індуктивності Lф вмикають активний опір. Такі фільтри мають малі габаритні розміри і низьку вартість. Резонансні LC-фільтри Резонансні фільтри складаються з контуру налаштовані на частоту основної гармоніки пульсацій. Паралельний резонансний контур, в якому використовується явище резонансу струмів, ввімкнений послідовно з опором навантаженням (рис.4.5).
Рис.4.5. Резонансний згладжуючий -фільтр-корок У цьому випадку основна гармоніка пульсацій в коло навантаження не проходить, оскільки опір резонансного контуру для струму пульсацій дуже великий. Резонансний фільтр-корок ефективний при високоомних опорах навантаження. Для низькоомних навантажень застосовують послідовний резонансний контур (режекторний фільтр), який ввімкнений паралельно навантаженню (рис.4.6). В цьому фільтрі використовується явище резонансу напруг, такий фільтр шунтує опір навантаження і через нього проходить основна гармоніка випрямленого струму.
Рис.4.6. Послідовний резонансний режекторний фільтр Для фільтрації випрямленого струму за декількома гармонічними складовими застосовують багатоланкові фільтри з послідовно-паралельно ввімкненням елементарних резонансних ланок, кожна з яких налаштована на певну резонансну частоту. Згладжуючі фільтри з активними елементами Пасивні RLC-фільтри прості і надійні в експлуатації, однак їх маса і габаритні розміри можуть суттєво вплинути на загальну масу і габарити випрямляючого пристрою і всієї радіоелектронної апаратури, для живлення якої він використовується. Це пояснюється тим, що при зростанні навантаження різко збільшуються габарити дроселя фільтра. При цьому в результаті насичення осердя дроселя постійною складовою випрямленого струму індуктивність фільтра зменшується і його фільтруючі властивості погіршуються. Шкідливий вплив на електронну апаратуру має магнітне поле розсіювання дроселя. Транзисторні фільтри не мають згладжуючих дроселів і тому вони не мають вказаних недоліків. В активних фільтрах роль дроселя виконує транзистор. Вихідна характеристика транзистора подібна до кривої намагнічення феромагнітного осердя дроселя. Для заданого режиму транзистор має значно більший динамічний опір ніж статичний. Тому транзистор має значно більший опір для змінної складової струму, ніж для постійної і отже може виконувати роль дроселя фільтра. Транзисторні фільтри застосовуються при струмах навантаження до декількох ампер і напругах, які складають десятки вольт. Схеми активних фільтрів розрізняють в залежності від способу під’єднання навантаження. Це схеми із споживачем, який вмикається послідовно в колі колектора транзистора, або послідовно в коло емітера, або паралельно транзистору. Активний фільтр на транзисторі з фіксованим зміщенням зображений на рис.4.7.
Рис.4.7. Активний фільтр з фіксованим зміщенням В цій схемі навантаження ввімкнене в колекторне коло транзистора, який ввімкнений в схемі з спільною базою. Елементи Cб і Rб дозволяють значно зменшити пульсацію напруги на виході фільтра. Коефіцієнт згладження фільтра для такої схеми дорівнює
Ємність конденсатора вхідного фільтруючого кола визначається виразом
де – коефіцієнт підсилення транзистора за струмом для схеми з спільною базою. Опір резистора вхідного фільтруючого кола
Така схема чутлива до зміни температури оточуючого середовища і вимагає індивідуального налагодження для кожного транзистора і залежить від зміни вхідної напруги. На рис.4.8 наведена схема активного фільтра з автоматичним зміщенням постійної напруги на базі транзистора, яка автоматично змінюється при зміні режиму колекторного кола. Ця схема стійко працює при зміні температури оточуючого середовища в широких межах. Вона мало чутлива до зміни навантаження і не вимагає індивідуального налагодження при зміні транзистора. Однак максимальний коефіцієнт згладження такої схеми майже в два рази менший ніж в схемі з фіксованим зміщенням.
Рис.4.8. Схема активного фільтра з автоматичним зміщенням При великих навантаженнях вихідний опір активного фільтра стає співмірним з опором навантаження і, отже впливає на режим роботи споживача. Для зменшення вихідного опору доцільно активний фільтр будувати на основі транзистора, який ввімкнений в схемі з спільним колектором, а навантаження в цьому випадку вмикається в емітерне коло транзистора. В цьому випадку вихідний опір фільтра буде мінімальним. Схема активного фільтра на основі транзистора в схемі з спільним колектором (емітерного повторювача) зображена на рис.4.9.
Рис.4.9. Активний фільтр на основі емітерного повторювача В цій схемі здійснюється автоматичне зміщення постійної складової напруги, яка подається на базу транзистора, тому такий фільтр може стійко працювати при зміні температури оточуючого середовища. Схема не вимагає індивідуального налагодження при заміні транзистора. Послаблена за допомогою Г-подібного –фільтра змінна напруга пульсацій передається з кола бази в коло навантаження без підсилення. Коефіцієнт згладження фільтра визначається таким співвідношенням
Вихідний опір активного фільтра буде складати
Коефіцієнт згладження такого фільтра менший, ніж фільтра з навантаженням в колі колектора. На рис.4.10. наведена схема активного фільтра з навантаження, яке ввімкнене паралельно транзистору.
Рис.4.10. Схема активного фільтра з навантаження, яке ввімкнене паралельно транзистору Автоматичне зміщення постійної напруги на базі транзистора здійснюється з допомогою резистора . Змінна складова струму в базі змінюється з допомогою резистора . Ця змінна складова підсилюється і викликає змінну напругу на резисторі , яка виявляється в протилежній фазі з вхідною змінною напругою. В результаті змінна складова напруги на навантаженні послаблюється. Коефіцієнт згладження фільтра складає
де – коефіцієнт фільтрації
Вихідний опір такого активного фільтра дорівнює Дія транзистора аналогічна дії еквівалентної ємності в фільтрі. Така схема фільтра не боїться короткого замикання на виході, що є його перевагою. 5. Генератори гармонічних коливань Генератори гармонічних коливань призначені для перетворення енергії джерела постійного струму в енергію незатухаючих синусоїдальних коливань. Вони мають активний елемент, який охоплений додатним частотно-залежним зворотним зв’язком. Такі генератори побудовані за кільцевою схемою, в якій діє додатний зворотний зв'язок. В якості активних елементів використовуються транзистори, операційні підсилювачі, діоди з ділянкою з від’ємним диференціальним опором. В якості частотно-залежних використовують резонансні LC-контури, кварцові резонатори, RC, RL-кола. За типом частотно-залежних ланок генератори розділяються на LC, RC, RL-генератори. В залежності від генерованих частот генератори поділяються на : 1.Високочастотні генератори 100 кГц – 100 Мгц. 2.Низькочастотні генератори 10 Гц – 100 кГц. 3.Інфранизькочастотні генератори – 10 Гц і нижче. З конструктивних міркувань на високих частотах в основному застосовують LC–генератори. На низьких частотах RC–генератори при напругах живлення 4 В і вище. На низьких та інфранизьких частотах при напругах живлення 1 В і більш ефективні RL RLM–генератори. В залежності від наявності елементів плавної переналадки частоти генератори поділяються на діапазонні генератори і генератори фіксованої частоти. Переважно застосовуються для генерування низькочастотних коливань. Вони мають частотно-залежні ланки на R і C елементах і в залежності від створюваного нею фазового зсуву на частоті квазірезонансу, інвертуючий або неінвертуючий підсилювач. Частота, яка генерована RC-генератором, називається квазірезонансною, оскільки RC-елементи не мають резонансних властивостей, як наприклад LC-контур. 5.1 Призначення і класифікація електронних генераторів Електронними генераторами називають пристрої, які перетворюють з допомогою підсилювальних пристроїв енергію джерела живлення в енергію електричних коливань заданої частоти і форми кривої. Внутрішньою класифікаційною ознакою генераторів являється принцип управління режимом їх роботи. По цій ознаці розрізняють генератори з незалежним збудженням (зовнішнім управлінням), режимом роботи яких управляють від зовнішнього джерела змінної напруги, і генератори з самозбудженням (внутрішнім управлінням) — автогенератори. По формі вихідних коливань розрізняють генератори гармонічних (синусоїдних) коливань і генератори коливань несинусоїдальної форми (прямокутної, пилоподібної та інші), які називають релаксаційними (імпульсними). Робота останніх характеризується специфічними особливостями, тому їм присвячений окремий розділ. Гармонічні коливання в генераторах підтримуються резонансними контурами або іншими резонуючими елементами (кварцові резонатори, об’ємні резонатори і т.п.) або з допомогою фазуючих RC-кіл, які вмикаються в коло зворотного зв’язку підсилювачів. Перші називаються LC-генераторами, а другі — RC- генератори гармонічних коливань. Малопотужні LC- генератори гармонічних коливань застосовуються в вимірювальних і регулюючих пристроях, а також слугують в якості задаючих генераторів в радіопередавачах. LC-генератори середньої і великої потужності широко використовуються для живлення технологічних установок ультразвукової обробки матеріалів і діелектриків, електронних мікроскопів і ін. RC-генератори гармонічних коливань використовуються як задаючі пристрої в системах перетворення постійного струму в змінний, а також в різних вимірювальних пристроях і системах. 5.2. LC-генератори з самозбудженням (автогенератори) 5.2.1. Умови самозбудження автогенератора При розгляді генераторів з незалежним збудженням припускається їх управління електричними коливаннями, що поступають від попередньої ланки схеми. Однак повинні існувати такі ланки, які генерують електричні коливання без будь-якої керуючої дії ззовні. Такі схеми працюють в автоколивному режимі і називаються автогенераторами. При цьому основною ознакою автогенератора являється частота генеруючих коливань, тобто частота перетворення напруги джерела живлення схеми в коливання змінної напруги. Можливі умови, при яких підсилювач, охоплений додатним зворотним зв’язком, самозбуджується, так як коефіцієнт підсилення на відповідних частотах досягає безмежно великого значення. Це обумовлює наявність вихідної напруги при відсутності вхідної. Цей принцип використовують автогенератори гармонічних коливань, які представляють собою підсилювальну ланку з коефіцієнтом підсилення, охоплену додатним зворотним зв’язком з коефіцієнтом передачі по напрузі (рис. 1). Для напруги, яку заміряємо на виході ланки зворотного зв’язку, можна записати: (1) В свою чергу напруга на виході генератора . (2) або з врахуванням (1), . (3) Отже, встановлені коливання будуть існувати в схемі при умові, що . (4) Очевидно також, що при амплітуда коливань буде неперервно зростати. Умову (4) можна записати наступним чином . (5) Оскільки — величина комплексна, процес самозбудження автоколивань, який описаний (5), можна представити у вигляді двох умов
(6) . (7) Рівняння (6) відображає процес балансу фаз, при яких зсув фаз в замкнутому колі автоколивної системи повинен дорівнювати , де =0, 1, 2, 3... Рівняння (7) показує, що для існування автоколивного режиму послаблення сигналу, яке вноситься ланкою зворотного зв’язку, повинно компенсуватися підсиленням. Ця умова відображає процес балансу амплітуд. Варто підкреслити, що для генерації гармонічних коливань система автогенератора повинна містити частотно-залежне коло, яке обумовлює виконання умов балансу фаз і амплітуд на одній і тій самій частоті. Процес розвитку і встановлення коливного процесу автогенератора (за умови виконання балансу фаз) можна пояснити з допомогою графічних побудов.
На рис.5.2 зображені амплітудна характеристика саме підсилювальної ланки і пряма зворотного зв’язку , що характеризує послаблюючу дію ланки зворотного зв’язку. Якщо на вхід підсилювальної ланки генератора за будь-якими причинам в певний момент часу надходить сигнал з амплітудою напруги Uвх1 , то після підсилення в К разів на виході підсилювача з’явиться сигнал з амплітудою Uвих1 . Ця напруга, послаблена в раз, викличе на виході підсилювача напругу Uвх2, яка створить на виході нову напругу. Описаний процес протікає до тих пір, поки амплітуда вихідного сигналу не досягне своєї усталеного значення Uуст (точка А), при якій виконується умова (7) Як видно на рис.5.2,а), за рахунок нелінійності амплітудної характеристики, зумовленої нелінійністю характеристик транзистора, коефіцієнт підсилення підсилювальної ланки з підвищенням рівня вихідного сигналу зменшується. Отже, для процесу розвитку автоколивань умова (7) запишеться у вигляді (8) Загальним записом умови балансу амплітуд являється (9) Тут знак нерівності відображає процес розвитку автоколивання, а знак рівності – усталений процес. Таким чином, амплітуда усталених коливань обмежується нелінійністю характеристик транзистора. З рис.5.2, а), слідує також, що після вмикання схеми автоколивання розвиваються при дії на вхід підсилювальної ланки безмежно малих імпульсів, які завжди наявні в напрузі шумів. Такий режим роботи автогенератора називається м’яким режимом самозбудження. Якщо робоча точка вибрана на нелінійній ділянці характеристики транзистора, то амплітудна характеристика має вигляд, показаний на рис.5.2, б). В цьому випадку коливання виникають при наявності на вході підсилювальної ланки поштовху напруги не менше . Такий режим виникнення коливань називається жорстким режимом самозбудження. Характеристику називають також коливальною характеристикою автогенератора і використовують зазвичай для експериментального визначення амплітуди усталених коливань. 5.2.2. Схеми LC-автогенераторів Повна схема автогенератора з резонансним LC-контуром в колекторному колі LкCк , який є навантаженням однокаскадного підсилювача, та індукованим зв’язком між виходом і входом підсилювача, що забезпечується окремою базовою обмоткою, наведена на рис.5.3. Така схема називається генератором з трансформаторним зв’язком і використовується переважно в області радіочастот.
Рис.5.3. Схема автогенератора з трансформаторним зв’язком Елементи R1, R2, Rе і Cе призначені для забезпечення необхідного режиму за постійним струмом та його термостабілізації. За рахунок ємності С2, реактивний опір якої на частоті генерації незначний, заземляється один кінець базової обмотки. Опори rк і Rб враховують активні втрати відповідно в контурній і базовій обмотках. Як і в генераторі з незалежним збудженням, опір контуру на резонансній частоті носить чисто активний характер і рівний Lк/rкCк. Тому при дії на базу сигналу змінного струму з частотою, яка дорівнює частоті резонансу, напруга на колекторі буде зсунута за фазою на 180( (як для реостатного каскаду підсилення в схемі з СЕ). Оскільки базова і колекторна обмотки мають взаємну індуктивність, то змінна напруга на базовій обмотці uб за рахунок струму , який протікає через колекторну обмотку , буде рівна , де М — коефіцієнт взаємоіндукції. Якщо вибрати напрямок обмоток таким чином, щоб , то загальний фазовий зсув в замкнутому колі підсилювача — зворотний зв’язок буде рівний нулю. Це забезпечує виконання умов балансу фаз. З врахуванням параметрів коливного контуру і , частоту коливань можна виразити формулою . (10) Мінімальне значення коефіцієнта підсилення, який забезпечує умови балансу амплітуд в усталеному процесі генерації, отримаємо з рівності одиниці дійсної частини характеристичного рівняння, тобто . (11) Таким чином, для отримання стійкого автоколивного процесу з частотою коливань необхідно вибрати транзистор, у якого параметр h21е не менше розрахованого за виразом (11). Розглянута схема автогенератора з трансформаторним зв’язком не є єдиним варіантом подібного виду схем. Широке розповсюдження на практиці отримали також так звані триточкові схеми з автотрансформаторним (рис.5.4,б) і ємнісним (рис.5.4,а) зв’язком. Режим за постійним струмом і його термостабілізації здійснюється в наведених схемах за рахунок елементів, аналогічних елементам в схемі рис.5.3. Реактивний опір конденсатора зворотного зв’язку С на частоті генерації малий. В індуктивній триточковій схемі (відомій в літературі під назвою схеми Хартлея) секціонована індуктивна гілка коливального контуру, спільна точка якої через нульовий опір джерела живлення змінної складової струму приєднана до емітера. Зворотний зв’язок між індуктивностями L1 і L2 здійснюється з врахуванням взаємо індуктивності М. Оскільки знаки миттєвих напруг на L1 і L2 відносно середньої точки протилежні (зсув за фазою 180(), а підсилювальний каскад перевертає фазу також на 180(, то зворотний зв’язок буде додатним і умова балансу фаз виконується.
Рис.5.4. Схеми LC-автогенераторів: а) – ємнісна триточка; б) – індукивна триточка Ємнісна триточка (схема Колпітца) містить в ємнісній гілці коливального контуру два конденсатори С1 і С2. Напруга зворотного зв’язку з останнього надходить у вхідне коло підсилювальної ланки. При включенні конденсаторів полярності миттєвих напруг на їхній обкладках відносно спільної точки протилежні. Підсилювальний каскад також зсуває фазу на 180(. Це обумовлює додатний зворотній зв’язок і виконання умови балансу фаз. Аналіз триточкових автогенераторів може бути проведений аналогічно, як для схем автогенератора з трансформаторним зв’язком, тобто з використанням еквівалентних схем. Тому обмежимось кінцевими результатами аналізу. Частота встановлених коливань для індуктивної триточки (12) де h11б і h22б – відповідно вхідний опір і вихідна провідність транзистора в схемі ввімкнення з спільною базою. Для схеми генератора зібраного за ємнісною триточкою частота генерації буде складати , (13) де – повна провідність вихідного кола транзистора; – ефективне значення ємності контуру. Мінімальне значення коефіцієнта підсилення за струмом, який забезпечує процес самозбудження автогенератора за схемою індуктивної триточки, визначається з рівності (14) Це ж значення для схеми ємнісної триточки буде дорівнювати (15) 5.2.3. Стабілізація частоти LC-генераторів В процесі роботи автогенераторів під дією різних зовнішніх факторів змінюється їх робоча частота: зміна температури оточуючого середовища, що викликає зміну геометричних розмірів і зміну електричних параметрів контуру; зміна напруги живлення; механічна деформація і вібрація деталей генератора; зміна паразитних індуктивностей і ємностей схеми генератора. Способи зменшення впливу цих факторів на стабільність частоти генераторів: виготовлення деталей з матеріалів, які незначно змінюють свої властивості і розміри при зміні температури; стабілізація напруг джерел живлення генераторів; раціональний монтаж схем генераторів; застосування кварцової стабілізації частоти генераторів. Транзисторні кварцові автогенератори Якщо кварцову пластинку стиснути або розтягнути, то на її протилежних гранях появляються електричні заряди рівні за значенням і протилежні за знаком. Це явище називається прямим п’єзоефектом. Якщо до граней кварцової пластинки прикласти електричну напругу, то пластинка буде стискуватися або розтягатися в залежності від полярності прикладеної напруги. Це явище називається зворотним п’єзоефектом. Схема заміщення кварцового резонатора зображена на рис.5.5.
Рис.5.5. Схема заміщення кварцового резонатора – а), умовне позначення – б) В схемі заміщення: – величини, які залежать від розмірів кварцової пластинки, її зрізу і пружних властивостей; С0 – статична ємність між електродами, яка визначається розмірами і діелектричною сталою кварцу; – відображає інерційність кварцового резонатора; – активний опір втрат енергії в кварцовому резонаторі при генерації коливань. При підведенні змінної напруги до кварцової пластинки, вона починає здійснювати механічні коливання, частота яких залежить її від розмірів і зрізу. Оскільки розміри пластинки сталі і незначно змінюється при зміні температури, то і частота коливань буде також стала. Механічні коливання кварцу викликають власні електричні коливання. Коли власна частота кварцового резонатора збігається з частотою електричних коливань, то настає явище резонансу і механічні коливання досягають максимуму. Добротність кварцового резонатора складає . Точність налагодження частоти =(). Нестабільність частоти генератора складає – При побудові кварцового генератора використовується вмикання кварцового резонатора в коло зворотного зв’язку або в якості індуктивності коливного контура
Рис.5.6. Схема кварцового генератора де резонатор ввімкнений в коло зворотного зв’язку Генератори з кварцовою стабілізацією переважно виконують на фіксовані частот, що є недоліком. На частотах 10 МГц товщина пластинки дуже мала (~0,3) мм і вони стають дуже крихкими.
Рис.5.7. Двоконтурна схема кварцового генератора (схема Батлера) 6. Компенсаційні стабілізаториз регулюючим елементом імпульсної дії При роботі регулюючого транзистора компенсаційного стабілізатора в неперервному режимі на ньому виділяється значна потужність, що приводить до необхідності ставити громіздкі радіатори. К.к.д. таких стабілізаторів низький. Потужність, яка виділяється на регулюючому транзисторі, зменшується, якщо він працює у ключовому режимі. Стабілізатори такого типу отримали назву імпульсних. Регулюючі транзистори в імпульсних стабілізаторах працюють перемикаючі елементи. Найбільш розповсюджені два типи імпульсних стабілізаторів: стабілізатори з широтно-імпульсною модуляцією (ШІМ) і релейні стабілізатори (стабілізатори з двопозиційним регулюванням). На рис.6.1 наведена структурна схема стабілізатора з широтно-імпульсною модуляцією.
Рис.6.1. Структурна схема стабілізатора з широтно-імпульсною модуляцією Принцип роботи схеми є наступним. Випрямлена напруга через згладжуючий фільтр або безпосередньо з випрямляча В подається на регульований елемент РЕ, а потім через фільтр ЗФ на вихід стабілізатора. Вихідна напруга Uвих порівнюється в схемі порівняння СП з опорною напругою Uоп джерела опорної напруги ДОН, а потім сигнал різниці ?U подається на вхід підсилювача постійного струму ППС. Підсилений сигнал надходить на широтно-імпульсний модулятор, який перетворює сигнал постійного струму у імпульси визначеної тривалості. Тривалість імпульсів змінюється пропорційно сигналу різниці між опорною та вихідною напругами. З ШІМ сигнал надходить на регулюючий елемент РЕ, який періодично перемикається. Середнє значення напруги на виході РЕ залежить від співвідношення між часом, коли він знаходиться у відкритому стані tімп і тривалістю періоду Т:
де – шпаруватість імпульсів (). При зміні напруги на виході стабілізатора змінюється сигнал постійного струму, і відповідно, співвідношення між періодом та імпульсом. В результаті середнє значення вихідної напруги майже повертається до початкового значення. Напруга різниці ?U може бути перетворена в імпульси відносної довжини різними методами, наприклад за допомогою модулятора на основі автогенератора з магнітним зв’язком за двохтактною несиметричною схемою за допомогою керованих релаксаційних генераторів та інш. На рис.6.2, а) наведена схема стабілізатора з двопозиційним регулюванням.
Рис.6.2. Схема стабілізатора напруги з двопозиційним регулюванням Принцип дії схеми наступний. Коли транзистор VТ1 відкритий, конденсатор С заряджається через обмежуючий опір Rобм. Як тільки напруга на конденсаторі С досягне певного верхнього рівня U1 (рис.6.2,б), пороговий модулятор ПМ закриває транзистор VТ1. Конденсатор С починає віддавати свій заряд на навантаження Rн , за рахунок чого напруга на ньому знижується. Як тільки вона стане рівною нижчому пороговому значенню U2, модулятор відкриває транзистор VТ1 і конденсатор С знову починає заряджатися і цикл роботи схеми повторюється. Таким чином, вихідна напруга стабілізатору змінюється в межах U1 до U2, а частота цих коливань визначається значеннями величин Rобм, Rн , С і різницею напруг ?U= U1 - U2. Значення С і ?U не повинні бути дуже малими для запобігання високої частоти перемикання транзистора. Оскільки регулюючим фактором у ключових схемах є час tімп вони малочутливі до дії температури і до зміни параметрів транзисторів. До недоліків відносяться: великі пульсації вихідної напруги, в результаті чого необхідні громіздкі згладжуючі фільтри; недостатня швидкодія (оскільки стабілізатор реагує тільки через половину періоду комутації); незадовільні параметри при роботі на динамічне (імпульсне) навантаження. 7. Транзисторні перетворювачі напруги Для здійснення живлення автономних радіоелектронних пристроїв, а також таких пристроїв, як електропривід самохідних об’єктів, різного виду засобів автоматики та інш. Звичайно використовуються первинні джерела живлення у вигляді акумуляторів електричної енергії і вторинні джерела, які перетворюють постійну напругу акумуляторів в інше види напруги. У наш час у якості вторинних джерел живлення використовують напівпровідникові перетворювачі, які завдяки своїм перевагам відсунули вібраційні, електромашинні перетворювачі (умформери), а також перетворювачі на електронних та іонних приладах. Напівпровідниковий перетворювач складається з комутатора постійного струму і трансформатора (як правило з прямокутною петлею гістерезису), з допомогою яких отримують змінну напругу потрібного значення. В залежності від виду вихідної напруги розрізняють: транзисторні перетворювачі постійної напруги в змінну; транзисторні перетворювачі постійної напруги одного значення в постійну напругу іншого значення. Різниця між ними полягає в тому, що останні містять окрім комутатора струму і трансформатора ще й випрямляч та згладжуючий фільтр. Перетворювачі постійної напруги можуть виконуватись із стабілізацією вихідної напруги і без стабілізації. Основними схемами перетворювачів постійної напруги є однотактні, двохтактні, мостові і напівмостові. В залежності від значення перетворюваної потужності перетворювачі можуть виконуватись з підсилювачем потужності і без нього. Згідно з трьома можливими схемами ввімкнення транзистора кожна з згаданих вище схем може бути виконана з транзисторами, які ввімкнені за схемах з спільним емітером (СЕ), спільним колектором (СК) і спільною базою (СБ). Найбільш широко у схемах перетворювачів постійної напруги використовується схема ввімкнення транзистора в схемі з СЕ. Враховуючи, що корпус більшості транзисторів з’єднаний з колектором, з конструктивних міркувань іноді віддають перевагу схемам з СК. Схема ввімкнення транзистора з СБ в перетворювачах постійної напруги застосовується рідко.
Рис.7.1. Схема однотактного транзисторного перетворювача напруги Найпростіша схема однотактного транзисторного перетворювача наведена на рис.7.1. Вона представляє собою релаксатор з електромагнітним зворотним зв’язком. У режимі насичення транзистора проходить трансформація енергії у навантаження і нагромадження її у магнітному полі трансформатора. За час перебування транзистора у режимі відсічки енергія магнітного поля трансформатора передається в навантаження. В однотактній схемі перетворювача існує постійне підмагнічування осердя трансформатора, що значно знижує к.к.д. перетворювача, тому така схема має обмежене застосування і використовується лише для перетворення потужності не більше (1-2) Вт. Найбільш широко використовуються двотактні і мостові схеми перетворювачів напруг (рис.7.2), які будуть розглянуті більш детально.
Рис.7.2. Двотактний перетворювач напруги: а) – схема електрична принципова ; б) – часові діаграми Двохтактний статичний перетворювач напруги (рис.7.2, а) є релаксатор з трансформаторним зворотним зв’язком. При підключенні схеми до джерела постійної напруги внаслідок не ідентичності параметрів транзисторів струм, що протікає по одній колекторній півобмотці , буде перевищувати струм що протікає по другій півобмотці . В результаті під дією більшого по значенням струму відбудеться зміна магнітного потоку в осерді трансформатора. Ця зміна потоку викличе появу е.р.с. в обмотках трансформатора, у тому числі і на базових, що призведе до відкриття транзистора з більшим некерованим струмом і закриття з меншим. Процес проходить лавиноподібно до тих пір, поки один з транзисторів повністю не відкриється, а інший не закриється. Після відкриття транзистора майже вся напруга первинного джерела напруги прикладається до колекторної півобмотки трансформатора і подальша зміна магнітного потоку в осерді проходить за лінійним законом, зокрема е.р.с., яка наводиться в усіх обмотках, незмінні за амплітудою (рис.7.2, б). Регенерація схеми проходить внаслідок виходу з режиму насичення відкритого транзистора. Якщо індукція в осерді досягає значення, близького до значення індукції насичення, різко збільшується намагнічуючий струм, який і виводить відкритий транзистор з режиму насичення. Зменшення напруги на колекторній півобмотці трансформатора викликає зміну полярності е.р.с., які наводяться у обмотках трансформатора. До бази раніше відкритого транзистора прикладається закриваючий сигнал, а до бази раніше закритого – відкриваючий. В результаті схема регенерує. В подальшому під дією напруги живлення, прикладеної до другої колекторної півобмотки трансформатора, магнітний потік в осерді змінюється від значення потоку Насичення одного напрямку до величини потоку насичення протилежного напрямку. При цьому схема знов регенерує. В подальшому описаний процес повторюється. Зміна магнітного потоку в осерді проходить під дією напруги, прикладеної до колекторної обмотки. Згідно з законом електромагнітної індукції можна записати
де Uвх; ?Uе.к.; ?UR – відповідно напруга первинного джерела, спад напруги на відкритому транзисторі, і на активному опорі колекторної обмотки трансформатора ?к. Час перемагнічення осердя від потоку насичення +Фs до потоку насичення -Фs дорівнює півперіоду генерації схеми
Виражаємо як , після інтегрування і перетворення для частоти генерації схеми отримаємо
де S – площа перерізу магнітопроводу осердя; Вs – індукція насичення матеріалу магнітопроводу трансформатора; Кз – коефіцієнт заповнення магнітопроводу. В інженерних розрахунках часто значення ?Uе.к і ?UR нехтують. З формули для частоти генерації схеми можна отримати основне розрахункове співвідношення для числа витків колекторної півобмотки трансформатора перетворювача
У двохтактній схемі транзисторного перетворювача постійної напруги напруга на колекторі закритого транзистора рівна подвійній напрузі живлення. Такі схеми можуть використовуватись при порівняно малих значеннях напругах джерел живлення. З виразу видно, що частота перетворювача змінюється із зміною напруги джерела живлення. В деяких випадках для живлення синхронних двигунів і навантажень, критичних до певного діапазону частот, в таких випадках використовують стабілізацію частоти перетворювачів. Схема мостового перетворювача приведена на рис.7.3, а). Процес генерації мостової схеми проходить аналогічно процесам двухтактної схеми. Відмінність схеми є у тому, що послідовно з первинною обмоткою трансформатора включені два транзистори.
Рис.7.3. Мостовий перетворювач напруги: а) – схема електрична принципова; б) – часові діаграми Мостові перетворювачі можуть працювати від джерела живлення з більшою напругою, ніж двотактні. До транзисторів мостових перетворювачів у закритому стані прикладається напруга, яка дорівнює напрузі джерела живлення. Мостові схеми є основними при перетворенні великих потужностей. До їх недоліків варто віднести вдвічі більша кількість використаних транзисторів. Перетворювачі постійної напруги з підсилювачем потужності використовуються при значеннях перетворюваної потужності вище за 20 Вт. Функціонально така схема складається із задаючого генератора і підсилювача потужності. Потужність задаючого генератора має бути достатньою для керування транзисторами підсилювача потужності. Підсилювачі потужності виконуються або за двотактними (рис.7.4, а), або за мостовими (рис.7.4, б) схемами і відрізняються від розглянутих схем перетворення тільки тим, що базові обмотки їх розміщені на трансформаторі задаючого генератора. Транзистори в підсилювачах потужності ввімкнені зазвичай за схемою з СЕ. Але в деяких випадках знаходять використання й схеми ввімкнення з СБ і СК.
Рис.7.4. Перетворювачі напруги з підсилювачами потужності: а) – двотактний підсилювач; б) – мостовий підсилювач Схеми перетворювачів без підсилювача потужності характеризуються самозахистом від перевантажень і коротких замикань. На рис.7.5, а) зображена навантажувальна характеристика перетворювача напруги без підсилювача потужності.
Рис.7.5. Навантажувальна характеристика перетворювачів напруги: а) – без підсилювача потужності; б) – з підсилювачем потужності В діапазоні номінальної вихідної потужності характеристика перетворювача близька до характеристики джерела напруги. У точці А транзистори виходять з режиму насичення і відбувається зрив генерації. При знятті навантаження схема збуджується. Деяку іншу навантажувальну характеристику мають перетворювачі з підсилювачем потужності. При перевантаженні генерація не зривається, транзистори підсилювача працюють в активному режимі. На рис.7.5, б) зображені навантажувальні характеристики для підсилювача потужності з транзисторами, ввімкненими за схемою з СЕ і СБ. Перетворювач з підсилювачем потужності, в якому транзистори ввімкнені за схемою з СБ, і є ідеальний перетворювач джерела напруги у джерело струму. У перетворювачах з підсилювачем потужності перевантаження чи коротке замикання зумовлює виділення на транзисторах великої потужності, що приводить до виходу їх з ладу. Тому в таких схемах слід передбачувати захист від перевантажень.
