|
Модуль АФАР
вых вх 6.
На современном этапе
развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные
и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых
излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим
активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и
преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты. В
передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего
задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме
усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную
на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих
генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-
приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по
сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней
выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем
сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в
сантиметровом диапазоне. В том случае, когда частота колебаний на выходе
модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов
модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в
модулях которой применены умножители частоты, приведена на
рис.1. Введение умножителя
частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с
определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель
уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным
усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время
не превышают 6-7ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового
диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе
транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют
генераторную часть. , . В результате
проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в
генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем,
используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и
элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения
каскадов. Имея заданную выходную мощность
η . Зная выходную мощность
умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы
MULTIPLY, разработанной на каф.406, выберем транзистор и рассчитаем его
режим работы (результаты этих расчетов даны в п.4.1.1.). В числе прочих результатов
программа выдает коэффициент усиления по мощности =9,958,
используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты,
совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2
( Поскольку, как
упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным
η , равная мощности на выходе усилителя мощности
Теперь, зная мощность на
выходе усилителя мощности ( =0,25ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной
на каф.406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим
работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в
п.4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления
позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно
равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1: Поскольку мы задали
контурный КПД согласующих цепей равным
η что меньше 20мВт,
ограничивающих по заданию входную мощность сверху. Рассматриваемая методика может быть использована для
расчета режима мощного транзистора усилителя, работающего на частотах порядка
сотен мегагерц, и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к
экспериментальным. На значениях частоты 1…3ГГц погрешность расчета
возрастает из-за использования упрощенной эквивалентной схемы транзистора и
недостаточной точности при определении ее параметров. В диапазоне частот выше
3ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает
оказывать сильное влияние даже сравнительно небольшой разброс значений
индуктивностей выводов и емкостей корпуса, а также многочисленные паразитные
связи в конструкции транзистора. Эти обстоятельства ограничивают верхний
частотный предел применимости рассматриваемой методики. В методике расчета
используется эквивалентная схема, дополненная некоторыми элементами,
существенными для диапазона СВЧ. Параметры эквивалентной схемы транзистора
зависят от протекающих токов и приложенных напряжений. Однако обычно считают,
что в выбранном режиме транзистора параметры схемы будут постоянными в пределах
каждой области работы: рабочей области ( — разомкнут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в
справочных данных, а наименования их даны в разделе "Обозначения" пособия [1].
Некоторые параметры, которые отсутствуют в справочниках, можно оценить по
формулам: б ; к или
амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к
0,5 . На частотах слабо
шунтирует емкости и им можно пренебречь. Неравенство определяет нижнюю частотную
границу проводимого анализа. При расчете принимают, что в диапазоне СВЧ входной
ток мощных транзисторов оказывается близким к гармоническому за счет подавления
высших гармоник индуктивностью входного электрода. Форма коллекторного
напряжения принимается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной
ток и коллекторное напряжение не содержат высших гармоник и эквивалентный
генератор тока )
нагружен на диссипативное сопротивление. Расчет производим для граничного режима
работы транзистора. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений
первой гармоники показана на рис.3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке
будут отрицательные обратные связи через Рис.3. Эквивалентная
схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники в цепь эмиттера или нейтрализацию
включением емкости в базовую цепь. Можно использовать выходное сопротивление
моста делителя, если усилитель построен по балансной схеме. Сопротивление
вблизи верхней частотной границы имеет индуктивный
характер из-за . Коэффициент усиления обратно пропорционален квадрату
частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте
, то на некоторой, более
низкой рабочей частоте , т.е. если
будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при f на рабочей
частоте , определяют схему включения транзистора, пользуясь справочными
данными транзистора. Часто схема включения транзистора определяется его
конструкцией, в которой с корпусом соединяется один из электродов (эмиттер,
база). При выборе типа транзистора можно ориентироваться на данные
экспериментального типового режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы
на мощность не менее ,
указанной в справочнике. Сильное недоиспользование транзистора приводит к
снижению его усилительных свойств. Интервал частот
и н выше рабочей, позволяет получить
более высокое усиление, но при этом увеличивается вероятность самовозбуждения
усилителя и понижается его надежность. >1ГГц. Транзисторы, имеющие два
вывода эмиттера (для уменьшения ), следует включать по схеме
ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной схемы можно использовать следующие
данные: L , . Параметр
для приборов на основе
кремния, соответствуют рабочему режиму
(например, экспериментальные данные). Если требуемая мощность
берется стандартным. При недоиспользовании транзистора по
мощности целесообразно снижать на 30-40% меньше можно уменьшить на 20-30% по сравнению со стандартным.
Однако при снижении уменьшается на 5…15%, а емкость
часто выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет
близок к 80…90°, при котором соотношение между близко к оптимальному. Кроме
того, в этом случае отсутствует цепь смещения, что упрощает схему усилителя и не
требует затрат мощности на осуществление смещения. В отношении
берутся для выбранного транзистора. При невыполнении этого
условия можно несколько увеличить , а из мощности в схеме ОЭ следует взять на 10-20% меньше, чем требуемая
rp К начальным параметрам расчета
относится температура корпуса транзистора. Ее можно задать как
°С с
учетом перегрева радиатора относительно окружающей среды. ' отличается от справочного значения не более, чем на , то можно считать, что
параметры эквивалентной схемы, принятые в расчете, оценены правильно. Если
модуль пикового напряжения занижено. Для удобства расчета исходные
данные целесообразно свести в таблицу в следующем порядке: ,Bт; кбдоп к0 п б ,Вт =0 может быть
использован для включения транзистора как по схеме ОЭ, так и по схеме ОБ. Там,
где формулы расчета для схем ОЭ и ОБ отличаются, будет сделана пометка "ОЭ" или
"ОБ". Все расчеты проводятся в системе СИ. 2.Амплитуда
напряжения и тока первой гармоники эквивалентного генератора: кпик При
невыполнении неравенства следует изменить режим или выбрать другой тип
транзистора. ; 5.Находим значения
параметров , . 1 пределяем значения, θ 6.Пиковое обратное
напряжение на эмиттере Затем в
пп.7…22 рассчитываются комплексные амплитуды токов и напряжений на
элементах эквивалентных схем (см. рис.3). За вектор с нулевой фазой принят
ток от коэффициента разложения симметричного косинусоидального
импульса γ , где . 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17. 18. 19. 20. 21. 22. 23.Амплитуда
напряжения на нагрузке и входное сопротивление транзистора для первой гармоники
тока: 24.Мощность
возбуждения и мощность, отдаваемая в нагрузку: для схемы ОЭ будет отличаться от заданной более чем на ±20%, расчет
следует провести заново, скорректировав значение 25.
Постоянная составляющая коллекторного тока, мощность, потребляемая от источника
питания, и электронный КПД соответственно: ; 26.Коэффициент
усиления по мощности, мощность, рассеиваемая транзистором и допустимая мощность
рассеяния при данной температуре корпуса транзистора: ; Следует убедиться, что 27.Сопротивление
эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзистора , где Данный
расчет исходил из нулевого смещения на входном электроде транзистора. В ряде
случаев этот режим может быть не оптимальным и желательно вести расчет на
заданный угол отсечки (например в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают
угол отсечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл.3.1.[1]
находят коэффициент α Затем в
п.5 находят напряжение смещения где
Если напряжение смещения должно быть
запирающим, то можно применить автосмещение, включив сопротивление , заблокированное
конденсатором. При отпирающем смещении требуется дополнительный источник
напряжения. В промежуточных каскадах радиопередающих устройств СВЧ
применяют умножители частоты о выходной мощностью до сотен милливатт. Такие СВЧ-
умножители являются уже мощными. Умножение частоты в них достигается выделением
нужной 8 Гц (сотни МГц), используют кусочно-
линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивности
выводов транзистора, емкость закрытого эмиттерного перехода и потери в материале
коллектора. Предполагают, что транзистор включен по схеме с общей базой (ОБ) и
возбуждается от генератора гармонического тока. Схема ОБ обеспечивает лучшие
энергетические параметры мощного умножителя СВЧ, чем схема с общим эмиттером
(ОЭ). В схеме ОЭ за счет обратной связи через емкость (θ), ΰ Выходная мощность умножителя ограничена несколькими
факторами. К ним относятся предельно допустимые значения обратного напряжения на
эмиттерном переходе При выборе угла отсечки
надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжение увеличивается при уменьшении угла отсечки θ,
что может ограничить мощность, отдаваемую умножителем частоты. При больших углах
отсечки уменьшается КПД и растет рассеиваемая мощность , что
может привести к нереализуемости режима транзистора. Если при оптимизации
мощности умножителя частоты опираться только на ограничения по коллекторному
току, считая максимальный =60°, а
при ри этих углах
отсечки КПД будет достаточно высоким, но надо не допустить превышения
=60°. на рабочей частоте и КПД его выходной согласующей цепи
/ Для расчета используем
методику, которая имеет в своей основе следующие допущения: интервал
рабочих частот соответствует неравенствам: ; п схема включения транзистора—
ОБ; Исходя из заданных
по справочникам
выбирается транзистор с учетом выполнения условий . Вследствие больших потерь в
материале коллектора на верхних частотах транзистора целесообразно выбирать
транзистор с запасом по выходной мощности
примерно в 2,0…2,5 раза.
Параметры выбранного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем
порядке: бэдоп п б ,нГн; принимается равным или близким к , в типовом режиме
транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для о табл.3.1[1] определяют для выбранного
θ коэффициенты α 1.Сопротивление потерь коллектора в
параллельном эквиваленте: где -й гармоники, приведенные к эквивалентному
генератору: . 5.Амплитуда
-й гармоники, высота импульса тока эквивалентного генератора, постоянная
составляющая коллекторного тока соответственно: ; Провести проверку
выполнения условия .
Если условие не выполняется, то следует сменить транзистор, так как из-за
уменьшения частоты 6.Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по току в
схеме ОБ: . 8.Напряжение
смещения: где ; 9. Диссипативная и
реактивная составляющие входного сопротивления транзистора: 11.Коэффициент
усиления по мощности: 14.Диссипативная и
реактивная составляющие сопротивления нагрузки, приведенной к внешнему выводу
коллектора, в параллельном эквиваленте: 4.1.расчет усилителя мощности Выбор транзистора, расчет его режима
работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы PAMP1,
разработанной на каф.406, и реализующей методику, описанную в
п.3.1. f C =2,5нГн; 3 2 Результаты расчета: Выходная мощность 0,0614Вт; Потребляемая мощность
61,501мВт; РЕЗЕРВЫ
ТРАНЗИСТОРА Допустимая температура корпуса
транзистора 159,8599°С. Напряженность режима 0,9957449; =3,236894мА; Реактивная составляющая
сопротивления коллекторной нагрузки
Амплитуда тока возбуждения
0,1756269А; вх Опираясь на проведенный
расчет, получаем: ; ; где
=0,523Ом—
диссипативная составляющая входного сопротивления базовой цепи, полученная в
ходе расчетов на ЭВМ (см. п.4.1.1.), получаем: ; Числовой коэффициент 10
введен для обеспечения справедливости вышеприведенных соотношений: "много
больше" мы заменяем на "в 10 раз больше". Из
соотношений ; — внутреннее сопротивление источника питания,
—
диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки,
Выбираем
Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических
параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы MULTIPLY, разработанной на
каф.406, и реализующей методику, описанную в п.3.2. Исходные
данные: С
татический коэффициент передачи
тока: Граничная
крутизна: гр Емкость
эмиттерного
перехода: Сопротивление
эмиттера: Индуктивность
вывода базы: Допустимая
температура
перехода: Допустимое напряжение
эмиттер-база: Результаты
расчетов: Напряженность граничного
режима: Максимальный
коллекторный
ток: Постоянная составляющая коллекторного
тока: 0,14176А; Сопротивление автоматического
смещения: R Мощность,
потребляемая от источника
питания: Диссипативная
составляющая сопротивления
нагрузки: Реактивная составляющая сопротивления
нагрузки: выхУЧ Угол
отсечки 4.2.
2.расчет элементов принципиальной схемы умножителя частоты : С2-33Н-0,5-
0,560Ом±5%; Выбираем
9 ; Емкость
служат для защиты
источника питания от токов высокой частоты. Номинал
рассчитывается из соображений того, чтобы ее сопротивление по высокой частоте
было крайне мало, а номинал 2 Выбираем
, ) служит
одновременно для выделения колебаний двойной (выходной) частоты и подавления
колебаний входной частоты, чтобы они не проходили на выход модуля АФАР. Делается
это следующим образом. Индуктивность образуют последовательный колебательный контур, причем их
номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура
ω . Как известно, сопротивление последовательного
колебательного контура на резонансной частоте равно нулю, и, следовательно,
колебания входной частоты закорачиваются на землю и на выход модуля не попадают.
В то же время, тоже образуют
колебательный контур, но параллельный, причем их номиналы подбираются так, чтобы
резонансная частота этого контура ω . Сопротивление параллельного
колебательного контура на резонансной частоте стремится к бесконечности, поэтому
колебания выходной частоты попадут на выход практически без потерь. ; Выбираем Расчет проведен с помощью программы MATCHL,
разработанной на каф.406. Импеданс нагрузки
Ненагруженн
ая добротность цепи=100; ; =0,5948922 =87,08565дБ; ; Импеданс генератора
Импеданс
нагрузки Ненагруженная добротность цепи=55; ; 2 3 ; Левая часть П-цепи 1выхУЧ Ненагруженная добротность цепи=60; ; Коэффициенты фильтрации второй и
третьей гармоник: Контурный КПД: ; R ; Коэффициенты фильтрации второй и
третьей гармоник: Контурный КПД: Выбираем
Общий контурный КПД: В принципе устройство
может быть изготовлено с использованием микрополосковой технологии, поскольку в
диапазоне 0,25…1ГГц такая технология применяется достаточно широко,
но в нашем случае получается реализовать изделие на сосредоточенных элементах,
поскольку нам удалось выбрать сосредоточенные резисторы и конденсаторы для
данного диапазона частот (пп.4.1. и 4.2.). Внешний вид и геометрические
размеры выбранных элементов показаны на рис.13…17. Так как стандартные
индуктивности рассчитанных нами номиналов (пп.4.1. и 4.2.) отсутствуют в
номенклатуре элементной базы, производимой радиоэлектронной промышленностью, мы
изготовим индуктивности из отрезков прямых проводников диаметром
0,5мм. l С помощью пакета Mathcad
Professional7 было проведено исследование зависимости индуктивности
отрезка проводника круглого сечения от его длины для трех различных диаметров
( =1,0мм (рис.П.1.2.), файлы ind05mm.mcd,
ind06mm.mcd, ind1mm.mcd соответственно, см. Из
представленных зависимостей видно, что для данного значения индуктивности
(например, 30нГн) самым коротким будет самый тонкий проводник
( Следовательно, индуктивности
=0,5мм. Длину отрезка будем
вычислять по полученной номограмме (рис.П.1.1.). Таким
образом, =31,83нГн:
34мм; =15,6нГн:
19мм; 5.2.Выбор типоразмера печатной платы Исходя из жестких
требований, предъявляемых к изделию (устанавливается на борту ЛА), в частности к
его размерам и в особенности к массе, необходимо насколько возможно повысить
плотность упаковки (интеграции) элементов на печатной плате, в связи с чем мы
выбираем коэффициент дезинтеграции Для выбора
типоразмера печатной платы необходимо вычислить суммарную площадь, занимаемую
элементами, умножить ее на коэффициент дезинтеграции и из
стандартного ряда типоразмеров выбрать плату равной или чуть большей площади.
Площади, занимаемые элементами, приведены в табл.1. =2(196·1+175·1+0,75·1+3·1+17·1+12,5·1+18,5
·1+9,5·1+7,5·1+11,75·1+13,2·2+ 2 Печатную плату будем изготавливать субтрактивным методом, суть которого
заключается в следующем. На поверхность фольгированной печатной платы наносится
фоторезист, поверх которого размещается негативный фотошаблон, отражающий
конфигурацию и расположение печатных проводников, т.е. имеющий прорези и
отверстия в тех местах, где должны быть расположены токоведущие участки. Во
время экспонирования эти участки окажутся засвеченными. После экспонирования
фоторезист задубливают, т.е. помещают плату в специальный раствор, в
котором засвеченные участки фоторезиста становятся нерастворимыми. После
задубливания следует этап травления, в ходе которого незасвеченный фоторезист и
фольга, находящаяся под ним, растворяются в травящем растворе. Потом остатки
задубленного фоторезиста также удаляются. После смывания остатков фоторезиста
плату высушивают, покрывают защитным лаком и устанавливают на нее элементы. В
нашем случае вполне допустима пайка волной припоя, с тем условием, что
транзисторы будут установлены отдельно— в последнюю очередь, т.к.
они чувствительны к перегреву и имеют планарные
выводы. 2Т919А S ; С
2-
33Н К10-17-1-
М750 2 Поскольку изделие
устанавливается на борту ЛА и будет подвержено перепадам давления, целесообразно
обеспечить герметизацию корпуса изделия с помощью эластичной прокладки. Помимо
этого, бортовая аппаратура должна быть вибропрочной и виброустойчивой, и в то же
время достаточно легкой. Исходя из этого, корпус модуля АФАР логично будет
изготовить из алюминия методом литья. Кроме того, в корпусе будут иметь место
три отверстия для трех разъемов— двух высокочастотных (сигнальных)—
входного и выходного и низкочастотного разъема для подачи питания. Все разъемы
также из соображений виброустойчивости необходимо оснастить защелками,
препятствующими произвольному рассоединению модуля и бортовых
коммуникаций. Печатная плата будет притянута к днищу корпуса четырьмя винтами,
входящими в отверстия по углам платы и ввинчивающимися в четыре бобышки,
составляющими единое целое с днищем корпуса. Помимо этого, для удобства
размещения и закрепления модуля АФАР на борту ЛА, необходимо предусмотреть нечто
вроде салазок, проходящих вдоль днища корпуса. Для обеспечения
ремонтопригодности корпус изделия надлежит сделать ограниченно разборным: щель
между крышкой и основанием корпуса будет запаяна, а в шов будет проложена
проволока, оканчивающаяся петлей. В случае необходимости проволоку можно будет
вытянуть, разрушив пайку, и снять крышку корпуса.
| |
