|
Многопозиционная фазовая модуляция в системах спутниковой связи с МДЧ
Из представленной таблицы видно, что в данной системе из
энергетических соображений можно использовать ФМн-сигналы с М равным 2,4
и частично 8.
4. Расчет показателя качества системы
Показателем качества данной системы является колличесво земных
станций, ретранслируемых в одном стволе БРТР (N).
В общем случае N=*fствола/*fстанции, где
--*fствола -- полоса частот, отведенная для одного ствола.
дfствола=70 МГц (см.ТЗ.)
-- *fстанции -- ширина спектра сигнала одной ЗС,
ретранслируемой в данном стволе. *fстанции=*fс*Nк,
(Nк=50 -- число телефонных каналов на одной ЗС (см.ТЗ.),
дfс -- ширина спектра сигналов одного канала). Т.к. *fс=R/log
M (где R=64 кбит/с), то *fстанции=Nк* *(R/log
M)=64000*50/log M.(здесь,ранее и далее log имеет основание
2, исключая случаи, где оно не оговорено отдельно).
Далее приведена таблица расчета значений N в зависимости от различных
М :
Кратность ФМ-сигнала
*fстанции, кГц
N
2
3200
21.875
4
1600
43.75
8
1066.667
65.625
В стремлении достичь максимума показателя качества N, естественно
выбрать сигнал ФМн с М=8 (N=65).
5. О построении ФМ и АФМ сигналов.
В основу принципов построения ФМ сигналов заложено формальное
расположение m сигнальных точек на окружности с радиусом R, зависящем от
мощности (энергии посылки) сигнала,на равных расстояниях с угловым
интервалом 2**/m радиан. Примеры совокупностей сигнальных точек-векторов
для случаев m=2,4,8,16:
а) б) в)
г)
Если на посылке передается гармоническое колебание с параметрами a,*,
*, тогда
____________________
T
__ * __ __
R=\/E= *a^2*sin^2(**t+*)dt =a*\/ T/ \/ 2
*
0
Данное значение R совпадает с евклидовым расстоянием между центром
окружности и любой точкой на ней. Для 2-х позиционного ФМ сигнала (рис. а)
расстояние между сигланьными точками 2*\/E - это максимально возможное
расстояние между точками круга с радиусом \/E. Оно полностью определяет
потенциальную помехоустойчивость данной 2-х позиционной системы.
Расстояние между двумя гармоническими сигналами S1 и S2
длительностью Т1 отличающимися по фазе на угол *
d=(S1,S2)= (S1(t)-S2(t))^2dt = (a*sin(**t+*)-a*sin**t)^2dt =
______________ ____ _______
=\/ (a^2)*T(1-cos*) =\/2*E *\/1-cos* ,где E=(a^2)*T/2
Ниже приведена таблица расчетов рассояний dm между ближайшими
вариантами сигнала в m-позиционных системах с ФМ и соответствующих
проигрышей (по минимальному сигнальному расстоянию), текущей системы
двухпозиционной (см. 7 стр 49.):
Кратность
манипуляции К
Число фаз m
Минимальная
разнсть фаз
Минимальное
евклидово
расстояние между
сигналами dm
d2/dm,дБ
1
2
*
2*\/E
0
2
4
*/2
\/2*E=1.41*\/E
3.01
3
8
*/4
\/(2-\/2)E=0.765\/E
8.34
4
16
*/8
\/(2--\/2+\/2)E=
=0.39\/E
14.2
5
32
*/16
\/(2--\/2+\/2+\/2)E=
=0.196\/E
20.2
Равномерное размещение всех сигнальных точек на окружности, т.е.
использование равномощных сигналов, отличающихся лишь фазой, является
оптимальным только для 2-х, 3-х и 4-х позиционных случаев. При m>4
оптимальными будут неравномощные сигналы, которые кроме отличия по фазе
имеют различие по амплитуде. Размещены они равномерно, обычно внутри
окружности, радиус которой определяется максимально допустимой энергией
сигнала. С точки зрения теории модуляции такие сигналы относятся к сигналам с
комбинированной модуляцией, при которой одновременнo изменяется несколько
параметров сигнала. В данном случае амплитуда и фаза (сигналы с амплитудно-
фазовой манипуляцией АФМн). Простейший принцип построения сигналов с
АФМн состоит в том, что сигнальные точки размещаются на двух
концентрических окружностях. Однако, этот путь не всегда приводит к
оптимальному результату. Например: 8-ми позиционный сигнал с АФМн:
___
4 сигнала размещены на окружности с радиусом R=\/E , а 4 на
окружности r
их соответствующими номерами). Данная совокупность сигналов
оптимизируется по критерию максимума минимального расстояния между
сигналами, путём выбора отношения радиусов R и r. Оптимальное отношение
R/r=1.932 определяется чисто из геометрических соображений: чем больше r, тем
больше расстояние между сигнальными точками окружности радиуса r, но тем
меньше расстояния между этими точками и токами окружности радиуса R.
Пэтому искомый максимум R/r достигается тогда, когда эти расстояния будут
равны т.е. равносторонним будет треугольник 854, а это будет только тогда,
когда искомое отношение равно указанному. При этом оптимальном отношении
минимальное расстояние между сигналами d8=0.73\/E (см.7.стр.51). Это
расстояние меньше,чем у системы 8-ми позиционных ФМн-сигналов,
расположенных на одной окружности радиуса R(см. последнюю таблицу). Таким
образом, в случае трехкратной системы размещение сигнальных векторов на
двух концентрических окружностях не дает выигрыша. Оптимальным по
критерию максимума минимального расстояния оказывается простейшая 8-ми
позиционная система с АФМн, у которой 7 сигнальных точек размещены на
окружности радиуса R=\/E , а восьмой сигнал равен нулю:
МИНИМАЛЬНОЕ РАССТОЯНИЕ У ТАКОЙ СИСТЕМЫ d8=0.86\/E, ЧТО
БОЛЬШЕ, ЧЕМ d8 ФМн.
Далее рассмотрим 16-позиционные АФМн-сигналы.
Расстояние между ближайшими сигнальными точками в 16-ти
позиционной ФМн системе d16=0.39\/E, что соответствует проигрышу в 14.2 дБ
по сравнению с 2-х позиционной (см. посл. табл.). В круге данного радиуса
можно построить лучшую систему сигналов с АФМн. Примером построения
такой системы является система, у которой нечётные сигналы равномерно
размещены на окружности большого радиуса с интервалом */4, а чётные -- с тем
же интервалом на окружности меньшего радиуса, но с общим сдвигом по фазе
относительно нечётных на угол */8:
Оптимальное соотношение между радиусами R/r=1.587. При этом
отношении минимальное расстояние между сигналами d16=0.482\/E. Таким
образом минимальное расстояние между сигналами в 16-ти позиционной АФМн
сигнале больше, чем в аналогичной ФМн. Следовательно и помехоустойчивость
в 16-типозиционной АФМн системе выше при таком расположении векторов,
чем в аналогичной ФМн системе, при равномерном размещении сигнальных
точек на окружности.
Другим ярким примером 16-ти позиционных АФМн сигналов является
система, в которой сикнальные точки размещены в узлах квадратной решетки:
Минимальное расстояние между сигнальными точками (d16=0.47\/E) хоть
и меньше, чем в предыдущем примере, но такой сигнал удобен с точки зрения
практической реализации.
При всех своих достоинствах АФМн сигналы имеют довольно серьёзный
недостаток -- это неравномощность вариантов. По этой причине возникают
определённые трудности как при их передачи(особенно при наличии
нелинейных преобразований, которые обычно имеют место, например на БРТР),
так и при оптимальной обработке. По этим причинам в рассматриваемой здесь
системе не будем переходить от 8-ми позиционных ФМн сигналов к
аналогичным АФМн (хотя необходимо отметить относительно весомое
превосходство последних по помехоустойчивости). Однако, в том случае, если
необходимо в одном БРТР ретранслировать число станций большее, чем 65 (при
Pош=const), то придётся сделать переход к сигналам с шестнадцатью позициями
фазы, т.к. при возрастании m в сигналах с ФМн, при равномерном расположении
сигнальных точек на окружнсти, резко ухудшается помехоустйчивость. 8-ми
позиционные сигналы АФМн довольно часто нахoдят применение именно по
этой причине.
6. Приемник земной станции.
В общем случае спектр сообщения на входе приемника ЗС выглядит
следующим образом:
Требуется выделить сигналы от каждой станции,следовательно
необходим блок полосовых фильтров:
Упрощенная структурная схема приемника ЗС:
Обозначения на схеме: Ф-высокочастотный фильтр, УВЧ- усилитель
высокой частоты (параметрический, ЛБВ и т.д.), СМ - смеситель
(преобразователь частоты; в зависимости от ширины спектра сигнала и несущей
частоты возможно одно, два или даже три преобразования частоты; ограничимся
в данном приемнике одним ПЧ, если же полученной при этом избирательности
по зеркальному каналу в общем тракте окажется недостаточно, придется
переходить на 2-х кратное ПЧ и т.д.); Г- гетеродин; ПФ - полосовые фильтры;
т.к. от них требуется высокая крутизна АЧХ, то обычно в качестве ПФ
используются фильтры Чебышева или Баттерворта высокого порядка; УПЧ -
усилители промежуточной частоты: в них осуществляется основное усиление,
полоса пропускания УПЧ *fупч=*fстанции+*fнест, где*fнест=0.00001--0.000001
- запас на нестабильность частоты.Пусть*fнест=0.00001, тогда *fнест=0.00001*fo
=0.00001*11 Ггц; ОД- общий демодулятор, РУ - решающее устройство; ВСК -
временной селекторный каскад (в нем происходит разделение каналов); КД -
канальные демодуляторы, выделяющие сообщение; Дек. - ЦАП.
Рассмотрим работу некоторых узлов приемника более подробно.
1) Общий демодулятор.
На интервале длительностью Т из совокупности известных равномощных
сигналов S1(t), S2(t), ..., Sm(t) (в данном случае m=8) переданным считается
сигнал Si (t), если
* *
*x(t)*Si(t)dt>*x(t)*Sj(t)dt
* *
j=1,2,...m. i не равно j
где х(t) - принятый сигнал (1)
Так как принимаемый сигнал - ФМ, то входящие в (1) опорные сигналы Sj
представляют собой гармонические колебания с соответствующими начальными
фазами Sj= sin (*t + *j); j=1,2,...,m.
Общая схема когерентного демодулятора с ФМ m=8 [7,стр.95]
Схема содержит m=8 корреляторов и решающее устройство сравнения и
выбора максимального из выходов корреляторов. Вопросы реального
формирования опорных колебаний описаны в (7)Число опорных колебанийи
соответственно корреляторов в демодуляторе сигналов с ФМ меньше, чем число
вариантов фазы. Число опор многопозиционных ФМ сигналов может быть
сведено к двум, если применить соответствующий вычислитель.
Пусть имеются свертки принятого сигнала x(t) и квадратурных опорных
колебаний с произвольной начальной фазой *о, т.е.
*
Xo=*x(t)*sin(*t+*o)
*
(2)
*
Xo=*x(t)*cos(*t+*о)
*
Тогда любой из интервалов: входящих в алгоритм (1), можно представить
через (2) по формуле:
Vi=Xo*cos(*j-*o) +Yo*sin(*j-*o) (3),
следовательно общая схема когерентного демодулятора сигналов с
многопозиционной ФМн может быть представлена в следующем виде:
В этой схеме автономный генератор и фазовращатель на */2
вырабатывают квадратурные опорные колебания с произвольной начальной
фазой *о; в 2-х корреляторах вычисляются проекции принятого сигнала на эти
опорные колебания, в вычислителе по формуле (3) вычисляются значения Vj, а
затем определяется максимальное из них. Для работы схемы необходимы точные
значения разностей *j-*o между фазами вариантов принимаеиого сигнала и
фазой опорного колебания в корреляторах. Эти разности фаз после их
нахождения вводятся в вычислитель.
Подробные сведения о работе демодуляторов сигналов с много
позиционной ФМ можно найти в [7].
2) Система синхронизации
В системе синхронизации есть подсистемы:
а) подсистема тактовой синхронизации;
б) подсистема, обслуживающая декодер (ЦАП);
в) подсистема, управляющая разделением каналов.
7. Учет недостатков МДЧР при равномерной расстановке частот
сигналов.
При МДЧР вследствие одновременного воздействия многих сигналов на
нелинейный выходной усилитель мощности ствола ретранслятора, возникает ряд
нежелательных эффектов: снижается общая полезная мощность на выходе УМ;
появляются интермодуляционные искажения из-за нелинейности амплитудной
характеристики УМ, происходит взаимное подавление сигналов. Эти недостатки
приводят к снижению пропускной способности систем, под которой понимаем
число станций (сигналов), обслуживаемых одним стволом БРТР.
Сигнал, занимающий среднее положение в полосе частот ствола, при
равномерном распределении мощностей сигналов находится в наихудшем
положении, так как на него приходится наибольший уровень
интермодуляционных искажений Если необходимо выровнять
помехоустойчивость приемников различных станций, то распределение
мощностей сигналов должно быть принято неравномерным.
8. Заключение
В курсовом проекте дано краткое описание спутниковой системы связи с
МДЧР с равномерной расстановкой частот сигналов; достаточно подробно
выполнен раздел, посвященный выбору сигнала и перспективам применения в
данной системе сигналов с АФМ; менее подробно рассмотрены вопросы приема
выбранного сигнала . Более полные сведения о тех или иных разделах данной
работы можно получить из соответствующих первоисточников, которые указаны
по тексту.
ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ НА ККК.
1. Тип системы : ССС с МДЧР
2. Число телефонных каналов на данной земной станции (ЗС) - 50.
3. Средняя частота работы ретранслятора (РТР)
fo =11 ГГц
4. Вероятность ошибки на 1 символ:
Рош=10^(-5)
5. Коэффициент усиления антенны бортового РТР
Ga прд =30 дБ
6. Диаметр антенны приемника ЗС
Da прм=7 м
7. Ширина полосы частот, отводимая стволу *f ств=70 Мгц
8. Мощность бортового ПРД
Р прд=10 Вт
ЛИТЕРАТУРА
1."Проектирование систем передачи цифровой информации." под ред.
Пенена П.И.
2."Проектирование многоканальных систем передачи информации"
Когновицкий Л.В.
3."Основы технического проектирования систем связи через ИСЗ".
Фортушенко А.Д. и др.
4." Справочник Спутниковая связь и вещание." под ред. Кантора Л.Я.,
1988г.
5."Системы передачи цифровой информации".Пенин П.И.
6."Антенны и устрйства СВЧ". Сазонов Д.М.
7."Цифровая переадача информации фазомодулированными сигналами".
Окунев Ю.Б.
8."Помехоустойчивость и эффективность СПИ" под ред, Зюко А.Г.
9."Оптимизация по пропускной способности сисем связи с частотным
разделением". Когновицкий Л.В. Касымов Ш.И. Мельников Б.С.
КУРСОВОЙ ПРОЕКТ
ПО КУРСУ
СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ
НА ТЕМУ
"МНОГОСТАНЦИОННЫЙ ДОСТУП С
ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ."
ФАКУЛЬТЕТ РТФ
ГРУППА Р-8-91
СТУДЕНТ АСАТРЯН С.Р.
РУКОВОДИТЕЛЬ КОГНОВИЦКИЙ Л.В
| |
