1.15. Підсилювачі постійного струму Основна відмінність підсилювачів постійного струму (ППС) полягає в тому, що нижня границя їх смуги пропускання частоти дорівнює . ППС використовуються для підсилення постійних або повільно змінних електричних сигналів. При побудові багатокаскадних ППС переважно застосовують гальванічний зв’язок між каскадами. Оскільки в колах зв’язку ППС відсутні реактивні елементи, то через підсилювач одночасно може проходити корисний сигнал і сигнал перешкод. Цей сигнал може появитися на вході під дією різних дестабілізуючих факторів, наприклад зміни напруги джерела живлення, температури і т.п. Корисний сигнал і сигнал перешкоди можуть мати однаковий або близький характер зміни в часі. На виході підсилювача такі сигнали додаються і розрізнити їх неможливо, що створює хибне представлення про дійсний підсилений корисний сигнал. Непрогнозована зміна пруги на виході підсилювача, яка не пов’язана із зміною корисного вихідного сигналу, а зумовлена внутрішніми процесами в підсилювачі, називається дрейфом нуля ППС. Значення абсолютного дрейфу оцінюють за зміною рівня вихідної напруги дрейфу від мінімального до максимального значення при незмінному значенні корисного сигналу на виході.
при Для якісної оцінки різних ППС за значенням дрейфу користуються поняттям зведеного дрейфу
де – коефіцієнт підсилення ППС за напругою. Основні способи зменшення дрейфу нуля ППС: 1.Стабілізація джерела живлення ППС. 2.Застосування від’ємного зворотного зв’язку. 3.Використання елементів з нелінійними залежностями параметрів від температури для температурної компенсації. 4.Схемотехнічні методи – застосування балансних компенсаційних схем. 5.Структурні методи – застосування ППС з перетворенням сигналу. Основні параметри ППС Коефіцієнт підсилення за напругою. Вхідний і вихідний опори. Динамічний діапазон сигналів. Верхня робоча частота. Зведений температурний дрейф вхідної напруги. Підсилювачі постійного струму поділяються на підсилювачі прямого підсилення і підсилювачі з модуляцією і демодуляцією сигналу. ППС прямого підсилення можуть бути одно і двотактними. ППС прямого підсилення називаються також паралельно-балансними або диференціальними. Підсилювачі постійного струму з безпосередніми зв’язками В таких підсилювачах основна проблема – це погодження каскадів між собою за постійним струмом. Один з варіантів такої схеми наведений на рис.1.47.
Рис.1.47. Схема підсилювача постійного струму з безпосередніми зв’язками Найпростіший спосіб погодження каскадів між собою за постійним струмом – це збільшення емітерного опору наступного каскаду і відповідно зменшення опору колектора наступного каскаду. Такий спосіб найбільш простий, але вимагає певних умов. Приймаючи струми колекторів усіх транзисторів однаковими, можна отримати такі умови роботи підсилювача і . Ці умови повинні виконуватися поки Ці нерівності вказують на те, що коефіцієнти підсилення від каскаду до каскаду зменшуються. Більш раціонально збільшувати потенціал емітерів не шляхом збільшення струму через , а шляхом збільшення струму через ці опори за допомогою баластних резисторів або за допомогою додаткових напруг від окремих стабілітронів. Напруга живлення повинна бути достатньо велика для встановлення нормального режиму останнього каскаду
Недолік такої схеми полягає в тому, що навантаження не можна заземляти. Для такої схеми характерний достатньо великий дрейф, особливо великий вплив має дрейф першого каскаду, оскільки він підсилюється всіма наступними каскадами. При наявності парної кількості каскадів можлива компенсація дрейфу. Диференціальний каскад підсилювача постійного струму Колекторні резистори і транзистори утворюють міст, в одну діагональ якого ввімкнена напруга живлення, а в другу – опір навантаження. Схема повинна бути симетричною: , а параметри транзисторів повинні мати ідентичні параметри і повинні бути виготовленими з одного матеріалу. В режимі спокою через транзистори протікають однакові струми колекторів , які створюють однакові спади напруг на колекторних резисторах. Напруги на колекторах транзисторів будуть однакові , а вихідна напруга в цьому випадку буде складати . Висока стабільність вихідної напруги в режимі спокою зумовлена тим, що при зміні напруги джерела живлення або зміні температури потенціали колекторів обох транзисторів отримують однакові за знаком і значенням прирости, тому вихідна напруга залишається незмінною
Рис.1.48. Схема диференціального каскаду підсилювача постійного струму Вхідний сигнал подається або між базами або на одну базу при фіксованому потенціалі на другій базі транзистора, що викликає зміну базових і колекторних струмів транзисторів. Зміна колекторного струму викликає в свою чергу протилежні за знаком зміни потенціалів обох колекторів транзисторів В цьому випадку вихідна напруга буде дорівнювати
Емітерні струми обох транзисторів, які протікають через резистор Rе отримують однакові за значенням і протилежні за знаком прирости струму , тому сумарний емітерний струм залишається незмінний
Незмінність струму емітера свідчить про те, що в схемі відсутній від’ємний зворотний зв’язок за струмом, що не викликає зменшення коефіцієнта підсилення каскаду за напругою для корисного сигналу. Якщо джерело вхідного сигналу ввімкнене між базами вхідних транзисторів, то це приводить до того, що на обох базах появляються сигнали, які рівні і протилежні за знаком і . Наявність спільного емітерного резистора підвищує стабільність схеми за постійним струмом, оскільки зміна емітерних струмів буде мати однаковий знак, тому додатковий сумарний приріст постійної складової емітерного струму який викликаний дестабілізуючими факторами створює сигнал від’ємного зворотного зв’язку за струмом . Стабілізуюча дія резистора в колі емітера Rе тим вища чим більше його значення. Якщо вхідний сигнал подати на одну базу (несиметричний вхід), то при фіксованому потенціалі другої бази, вихідна напруга за модулем буде такою ж, як і в попередній схемі. Схема такого каскаду може бути використана тільки при малих значеннях вхідних сигналах, оскільки при великих від’ємних сигналах може бути більша ніж напруга другого транзистора, тому він закривається і переходить в область відсічки. Для розширення діапазону вхідних сигналів в коло емітерів обох транзисторів і вмикають резистори R0, що в свою чергу зменшує приріст напруги між базою і емітером транзисторів, але одночасно знижує коефіцієнт підсилення за напругою за рахунок появи в схемі від’ємного зворотного зв’язку за струмом для вхідного сигналу. Для балансування схеми застосують потенціометр між емітрами транзисторів Rбал, який дозволяє встановлювати нульову напругу на виході схеми підсилювача при нульовій напрузі на його вході. Диференціальний коефіцієнт підсилення за напругою в режимі холостого ходу буде визначатися таким виразом . Коефіцієнт підсилення за напругою синфазного сигналу . Коефіцієнт ослаблення синфазної складової сигналу
Вхідний диференціальний опір - це опір між двома входами диференціального каскаду підсилення, який залежить від емітерного струму транзисторів і переважно складає сотні кілоом.
Синфазний вхідний опір диференціального підсилювача постійного струму це вхідний опір між двома об’єднаними входами і спільною точкою схеми
Схема заміщення диференціального каскаду зображена на рис. Вхідний диференціальний опір підсилювача ввімкнений між двома входами – інветуючим (Вх.1) і неінвертуючим (Вх.2). В цій схемі паралельно кожному входу ввімкнений подвійний вхідний синфазний опір , тому джерело синфазного сигналу навантажується на опір . Підсилювальні властивості каскаду в цій схемі заміщення відображені генераторами струму і , а його вихідний опір буде складати . Для збільшення синфазного вхідного опору замість резистора в колі емітера застосовують генератор струму на біполярному транзисторі. Застосування розглянутої диференціальної схеми дозволяє значно зменшити значення зведеного температурного дрейфу до рівня Варіант схеми диференціального підсилювача постійного струму в інтегральному виконанні наведена на рис.1.50. В цій схемі вхідні транзистори ввімкнені за схемою Дарлінгтона (на складових транзисторах), що дозволяє отримати великий вхідний опір без втрати коефіцієнта підсилення за напругою. Замість емітерного резистора Re в цій схемі застосований генератор струму на біполярному транзисторі VT3. Стабілізація режиму цього транзистора здійснюється за рахунок від’ємного зворотного зв’язку за струмом (резистор Re3) і термокомпенсуючої ланки – резистори R1, R2 і діод VD1. В інтегральних диференціальних підсилювачах постійного струму температурний дрейф напруги зміщення є ще менший за рахунок ідентичності параметрів елементів схеми, які виконуються в межах одного технологічного циклу, і переважно складає . Недоліки такої схеми: підвищена напруга зміщення; більша різниця вхідних струмів; більший температурний дрейф напруги зміщення; більший коефіцієнт шуму.
Рис1.49. Еквівалентна схема заміщення диференціального каскаду підсилювача постійного струму
Рис.1.50. Схемна реалізація диференціального підсилювача постійного струму за схемою Дарлінгтона на вході в інтегральному виконанні 1.16. Операційні підсилювачі Назва «операційний підсилювач» (ОП) пов’язана з тим, що перші модифікації таких підсилювачів були розроблені і застосовувались виключно для виконання математичних операцій в аналогових обчислювальних машинах. Спочатку це були дуже громіздкі і складні пристрої, побудовані на дискретних елементах (лампах, транзисторах). ОП знайшли широке застосування тільки в середині шістдесятих років, коли був налагоджений серійних випуск ОП в інтегральному виконанні. Ідеальний ОП – це підсилювач з диференціальними входами, який повинен мати наступні властивостями: нескінченний коефіцієнт підсилення за напругою в нескінченно широкій смузі частот, зокрема амплітуда вихідного сигналу повинна залишатися сталою на будь-якій частоті; нескінченно великий вхідний і нульовий вихідний опори; рівність нулю вихідної напруги, при рівних напругах на входах. Крім того, підсилювач не повинен мати шумових і дрейфових похибок, що проявляються в заданому діапазоні температур протягом певного часу. На практиці ні одна з цих властивостей не може бути досягнена повністю, однак до них можна наблизитися з достатньою для практичного застосування точністю. Тому, можна говорити тільки в доступній степені наближення параметрів ОП до ідеальних параметрів. З перерахованих властивостей можна вивести два дуже суттєві правила аналізу схем ввімкнення ОП: входи ідеального ОП не споживають енергії від кола джерела сигналу; напруга керування між входами ідеального ОП для будь-якій схемі ввімкнення дорівнює нулю. В наш час ОП виконують, як правило, у вигляді монолітної інтегральної схеми і за своїми габаритами і вартістю практично не відрізняються від окремо взятого транзистора. За своїми параметрам ОП практично близький до ідеального підсилювача і у багатьох галузях електроніки ОП витісняють транзистори, як активні радіоелектронні елементи. Структурна схема ОП наведена на рис. і переважно складається з таких каскадів: ДП – диференціальний каскад підсилення з емітерним зв’язком, який переважно працює при малих струмах і має малий коефіцієнт підсилення за напругою . Значення колекторного струму складає десятки мкА, що дозволяє забезпечити високий вхідний опір, покращити дрейфові і шумові параметри ОП; ПН – каскад підсилення напруги, переважно виконаний також за диференціальною схемою і працює при більших струмах колектора (сотні мкА – одиниці мА), що забезпечує більше значення коефіцієнта підсилення за напругою ; ПА – каскад підсилення амплітуди сигналу, який одночасно забезпечує зсув потенціалів між каскадами; ЕП – емітерний повторювач, який здійснює погодження ОП з низькоомним навантаженням.
Рис.1.51. Структурна схема ОП Операційні підсилювачі мають наступні основні параметри: Коефіцієнт підсилення за напругою (Кu0) для постійного струму без зворотного зв’язку. Це диференціальний коефіцієнт підсилення, значення якого переважно складає : (). Вхідна напруга зміщення нуля (Uзм.) – це найбільша небажана напруга, яка виникає в середині підсилювача і є причиною появи на виході ОП деякої напруги при нульовій напрузі на обох входах. Це напруга, яку потрібно прикласти до входів, щоб на виході встановити нульову напругу. Переважно значення вхідної напруги зміщення складає . Вхідний струм зміщення Івх . Струм на вході підсилювача, який необхідний для роботи транзисторів вхідного каскаду ОП. Для вхідних каскадів, які виконані на біполярних транзисторах переважно Різниця вхідних струмів (Івх. Різниця вхідних струмів зміщення вхідних транзисторів ОП. Виникає внаслідок нерівності коефіцієнтів підсилення за струмом (() вхідних транзисторів , значення різниці вхідних транзисторів знаходиться в діапазоні (одиниці ÷ сотні) нА Вхідний диференціальний опір (Rвх.д) – це опір підсилювача між двома входами ОП, який переважно складає (сотні кОм ÷ одиниці МОм). Вхідний синфазний опір – це опір між об’єднаними входами і „землею”. Вхідний синфазний опір переважно складає Вихідний опір (Rвих) – це внутрішній опір підсилювача, про який можна судити за зміною напруги на його виході при зміні навантаження. Зазвичай Rвих складає декілька сотень ом. Коефіцієнт послаблення синфазних вхідних сигналів (Кп.син). Характеризує здатність послаблювати сигнали, що прикладені до обох входів одночасно. Знаходиться в межах Кп.син=. Коефіцієнт впливу нестабільності джерела живлення на вхідну напругу зміщення (Квнж) показує зміну вхідної напруги зміщення при зміні напруги джерела живлення (+ Еж і –Еж) на 1В. Середній температурний дрейф: вхідного струму (Івх /(Т; різниці вхідних струмів (((Івх) /(Т, напругу зміщення (Uзм /(Т. Ці величини дорівнюють відношенням максимальних змін відповідних параметрів ОП до викликаних їх зміною температури зовнішнього середовища. Максимальна швидкість наростання вихідної напруги (Vmax). Максимальна швидкість зміни вихідної напруги при стрибкоподібній зміні вхідної напруги . Знаходиться в межах Вхідна ємність Свх . Ємність між вхідними виводами і землею. Струм споживання Ісп – це струм спокою, що споживається ОП в режимі спокою (без навантаження). Споживана потужність Рсп – це потужність (без навантаження), що розсіюється на ОП. Максимально допустимі параметри. Сюди відносяться такі параметри, як максимальна потужність, що розсіюється на ОП; максимальна напруга живлення; робочий діапазон температур зовнішнього середовища; максимальна різниця вхідних напруг; максимальна напруга синфазних вхідних сигналів. Перевищення цих параметрів викликає пошкодження ОП. На принципових електричних схемах ОП позначаються згідно рис.
Рис.1.52. Умовне позначення ОП W – диференціальні входи: інвертуючий (–) і неінвертуючий (+) (інвертуючий вхід часто позначається кружечком); m – вихід ОП; FC1, FC2 – входи частотної корекції; R1, R2 – входи балансування або входи встановлення нуля на виході ОП; +U, –U – різнополярні напруги живлення ОП; 0V – спільна („земляна”) точка схеми ОП. Частотні властивості ОП Малосигнальна частотна характеристика ОП (рис.1.53), яка відображає закон зменшення коефіцієнта підсилення ОП за напругою при зростанні частоти і має дві характерні точки. Значення частоти на якій Кu0 зменшується до рівня , ця частота називається частотою спряження ( f1 ) і значення частоти на якій коефіцієнт підсилення за напругою стає рівним одиниці (або ), ця частота називається частотою зрізу ( fзр ).
Рис.1.53. Малосигнальна частотна характеристика ОП Коефіцієнт підсилення за напругою і частота на частотній характеристиці ОП відкладаються переважно в логарифмічному масштабі. Апроксимована частотна характеристика ОП Для еквівалентної схеми заміщення одного каскаду підсилення (рис.1.54), яка є колом першого порядку коефіцієнт підсилення і фазовий зсув якого описуються такими виразами (1)
Рис.1.54. Схема заміщення одного резистивного каскаду підсилення ОП Логарифмуємо вираз для коефіцієнта підсилення за напругою від частоти (2) Розглянемо залежність коефіцієнта підсилення від частоти для різних частот При низьких частотах коли можна приблизно вважати (3) 2.При частоті спряження . (4) 3.На високих частотах . . (5) Зменшення коефіцієнта підсилення з частотою називається спадом частотної характеристики. Спад частотної характеристики виражається в децибелах на октаву або в децибелах на декаду. Це відповідає зміні коефіцієнта підсилення підсилювача в десять разів при зміні частоти в десять разів – 20 децибел на декаду (20 дб/дек), або зміна коефіцієнта підсилення в два рази при зміні частоти в два рази – 6 децибел на октаву (6 дб/окт).
Рис.1.55. Апроксимована частотна і фазова характеристики одного резистивного транзисторного каскаду підсилення ОП Більшість ОП складається з двох або трьох каскаді, кожний з яких має спад частотної характеристики 20 дб/дек. Спад частотної характеристики багатокаскадного операційного підсилювача має більш складну форму. Щоб проаналізувати цю частотну характеристику використовують апроксимацію амплітудно-частотної характеристики прямолінійними відрізками. Такі характеристики, в яких представлена залежність десяткового логарифма коефіцієнта підсилення від десяткового логарифма частоти, ця апроксимована характеристика називається також діаграмою Боде. Розглянемо методику побудови апроксимованої частотної характеристики трикаскадного ОП. Частотні апроксимовані характеристики окремих каскадів (1, 2, 3) наведені на рис.1.56, а). Для побудови амплітудно-частотної апроксимованої характеристики всього підсилювача необхідно, на одному і тому ж малюнку накреслити частотні апроксимовані характеристики окремих каскадів і графічно їх додати. Отже на частотах менше ніж 1 кГц загальна частотна характеристика – це просто сума коефіцієнтів підсилення окремих каскадів в децибелах для постійного струму. В смузі частот від 1кГц до 10 кГц коефіцієнт підсилення каскаду 2 буде зменшуватися з швидкістю 20 дб/дек, в той самий час коефіцієнти підсилення 1 і 3 каскадів будуть залишатися сталими. Тому загальний коефіцієнт підсилення в цій смузі частот також буде спадати на 20 дб/дек. В смузі частот від 10 кГц до 100 кГц коефіцієнти підсилення каскадів 2 і 3 будуть спадати з швидкістю 20 дб/дек, а коефіцієнт підсилення 1 каскаду буде залишатися сталим на рівні 20 дб. Отже, в смузі частот від 10 кГц до 100 кГц загальний коефіцієнт підсилення буде спадати з швидкістю 40 дб/дек. В смузі частот від 100 кГц до частоти зрізу всього підсилювача всі три каскади мають швидкість спадання частотної характеристики 20 дб/дек, отже в цій смузі частот швидкість спадання всього трикаскадного підсилювача буде складати 60 дб/дек. Цей метод аналізу може бути використаний для будь якого багатокаскадного підсилювача, якщо відомі амплітудно-частотні характеристики його окремих каскадів. В багатокаскадному підсилювачі кожен каскад збільшує фазовий зсув, що приводить до збільшення сумарного фазового зсуву за фазою. Оскільки максимальний фазовий зсув для одного каскаду складає 90о на частоті зрізу, то максимальний фазовий зсув для трикаскадного підсилювача буде складати 270о. На рис.1.56 наведена апроксимована частотна характеристика рис.1.56, а), а також фазова характеристики трикаскадного операційного підсилювача рис.1.56, б). Однією з універсальних і простих характеристик швидкодії операційного підсилювача є його швидкість наростання вихідної напруги. Значення цього параметра можна визначити двома способами: коли на вхід підсилювача подається великий скачок вхідної напруги і вимірюється швидкістю наростання вихідної напруги; коли на вхід підсилювача подається надлишковий за амплітудою синусоїдальний сигнал підвищеної частоти і на виході замірюється швидкість наростання трикутних імпульсів.
Рис.1.57. Перехідна характеристика ОП – час вмикання ОП; – час наростання напруги на виході ОП; – час відновлення – це час протягом якого закінчується викид вихідної напруги ОП; – час протягом, якого вихідний сигнал ОП входить в потрібну зону похибки і вважається встановленим. Швидкість наростання вихідної напруги визначається, як максимальна швидкість зміни вихідної напруги . (6) Звичайно швидкість наростання визначають у вольтах на мікросекунду (В/мкс). Підсилювач не може миттєво відповісти на зміну вхідної напруги, оскільки має внутрішні ємності. Ці ємності необхідно встигнути зарядити, але швидкість їх заряду обмежена, тому обмежена і швидкість зміни вихідної напруги. Швидкість наростання відрізняється від частотних спотворень тим, що вони відносяться до підсилення сигналів низького рівня, в той час як швидкість наростання – це здатність підсилювача відпрацьовувати без спотворень сигнали великого рівня. Ця здатність залежить від частоти і від амплітудного значення вихідної напруги. Для синусоїдального сигналу миттєве значення напруги можна записати , де - амплітудне значення напруги сигналу на виході ОП. Диференціюємо це миттєве значення напруги і отримуємо . Нас цікавить значення цієї функції при проходженні сигналу через нуль при синусоїдальній його формі . В точці перетину нульового рівня сигналу з віссю абсцис виконується умова , отже для визначення максимальної швидкості наростання вихідної напруги можна отримати вираз (7)
Форма вихідної напруги на виході операційного підсилювача при подачі на хід ОП надлишкової за частотою напруги ІНВЕРТУЮЧЕ ВВІМКНЕННЯ ОП Схема інвертуючого ввімкнення підсилювача наведена на рис.1.59. Для приблизного аналізу схеми скористаємося викладеними вище правилами. Якщо прийняти, що напруга між входами ОП в лінійному режимі наближається до нуля (правило 2), а потенціал неінвертуючого входу дорівнює нулю (цей вхід заземлений), то і потенціал інвертуючого входу (потенціал точки сумування струмів) приблизно дорівнює нулю. Якщо вхідний опір ОП Rвх достатньо великий, то можна вважати, що струм від джерела сигналу не відгалужується в ОП (правило 1).
Рис.1.59. Інвертуюче ввімкнення ОП З цього випливає, що весь струм сигналу може протікати тільки через резистор Rзз, створюючи на ньому спад напруги (8) Спад напруги на резисторі Rзз практично дорівнює напрузі вихідного сигналу Uвих, оскільки потенціал точки сумування струмів практично дорівнює нулю. Таким чином . (9) Тоді, для коефіцієнта підсилення за напругою отримаємо наступний вираз (10) де (зз - коефіцієнт зворотного зв’язку (11) Якщо використати вираз для коефіцієнта підсилення ОП, який охоплений від’ємним послідовним зворотним . (12) Вхідний опір підсилювача при інвертуючому ввімкненні описується наступним виразом . (13) В першому наближенні можна вважати, що вхідний опір підсилювача в інвертуючому ввімкнені буде складати . (14) Вихідний опір інвертуючого підсилювача буде складати (15) тому при (16) де Rвих - вихідний опір ОП. Опір R повинен бути вибраний таким чином, щоби не навантажувати джерело вхідної напруги Uc, а резистор Rзз також повинен бути достатньо великим, щоб не навантажувати операційний підсилювач. НЕІНВЕРТУЮЧЕ ВВІМКНЕННЯ ОП Схема неінвертуючого ввімкнення ОП наведена на рис.10. В даній схемі напруга зворотного зв’язку визначається подільником напруги на резисторах R2 і R1. . (17)
Рис.1.60. Неінвертуюче ввімкнення ОП Вважаючи, що ОП ідеальний, можемо отримати вираз для коефіцієнта підсилення за напругою рівний (18) Вхідний опір неінвертуючого ввімкнення ОП для джерела сигналу дуже великий і складає (19) Вихідний опір малий (20) Різновидністю неінвертуючого ввімкнення ОП є неінвертуючий повторювач напруги, схема якого приведена на рис.11. Так як в цій схемі (зз(( то Кu.зз =1. Точність встановлення одиничного підсилення визначається таким виразом
Рис.1.61. Неінвертуючий повторювач напруги на ОП (21) Наприклад, при Кu0 =20000 помилка встановлення Кu.зз =1 теоретично повинна бути рівна 5(10-3 %. Тому помилка відповідає різниці (Uвих – Uс ), тобто управляючій напрузі ОП. Вхідний опір неінвертуючого повторювача повинен досягати значення , (22) однак він обмежений синфазним вхідним опором Rвх .син. Вихідний опір неінвертуючогого повторювача наближається до нуля . (23) Неінвертуючий повторювач напруги застосовується для узгодження вхідного сигналу ОП, що подається від високоомного генератора, з низькоомним навантаження підсилювача. ВПЛИВ ТЕМПЕРАТУРИ НА ПОХИБКИ ПІДСИЛЮВАЧІВ, ЯКІ ВИКОНАНІ НА БАЗІ ОП Головною причиною появи дрейфу напруги зміщення, що змінюється в залежності від температури, є зміна спад напруги Uбе вхідних транзисторів з температурою. Для кремнієвого транзистора Uбе зменшується з ростом температури приблизно на 2мВ/оК. Ці зміни не одинакові для кожного з вхідних транзисторів, що й викликає появу напруги зміщення. Другим джерелом появи температурного дрейфу є залежність коефіцієнту підсилення транзисторів за струмом h21е від температури. Підсилення постійного струму бази транзисторів збільшується з ростом температури, але h21е транзисторів не рівні один одному і збільшуються з різною швидкістю при збільшенні температури. Це приводить до того, що вихідні струми будуть змінюватись по-різному для кожного з транзисторів, в результаті з’являється різниця вхідних струмів , що змінюється з температурою. Це призводить до появи дрейфу вихідної напруги. Теплові струми транзисторів також не однакові, що викликає додаткове збільшення різниці вхідних струмів з температурою. Максимальна температурна похибка вихідної напруги інвертуючого підсилювача розраховується за наступним виразом. (24) де (Т – зміна температури навколишнього середовища. Похибка може бути зведена до входу. Вираз для похибки зведеної до входу ((Евх) для інвертуючого підсилювача має наступний вигляд , (25) а для неінвертуючого підсилювача (26) Складова похибки вихідної напруги , що виникає за рахунок зміни вхідних струмів, може бути зменшена, якщо зрівняти опори зовнішніх резисторів на обох входах ОП. Для цього у випадку інвертуючого підсилювача, на неінвертуючий вхід вмикається резистор Rбал = R || Rзз, а для неінвертованого підсилювача необхідно, щоби Rс = R1 || R2. У цьому випадку для отримання значень похибок вхідної і вихідної напруг необхідно у виразах (24, 25, 26 ) замість значення дрейфу вхідного струму (Івх / (Т підставити значення дрейфу різниці вхідних струмів (((Івх )/ (Т . Схема сумування напруг на операційному підсилювачі Схема інвертуючого суматора на операційному підсилювачі наведена на рис.1.62. Така схема формує на виході алгебраїчну суму двох або декількох напруг і дночасно змінює її знак на протилежний.
Рис.1.62. Схема суматора напруг на операційному підсилювачі Якщо вхідний опір операційного підсилювача достатньо великий і вхідний струм достатньо малий, вхідні струми суматора будуть дорівнювати: ……. (27) де n – кількість входів суматора. Струм зворотного зв’язку, який протікає через резистор буде дорівнювати (28) З другого боку приймаючи, що операційний підсилювач ідеальний можна записати (29) (30) . (31) Якщо всі резистори рівні , то . (32) Коли прийняти, що , то схема буде забезпечувати сумування вхідних напруг (33) При напруга на виході схеми сумування буде пропорційна середньому значенню вхідних напруг (34) Розглянута схема суматора напруг на операційному підсилювачі може працювати як на постійному, так і на змінному струмах.
Логарифмічний перетворювач на операційному підсилювачі Логарифмічні та антилогарифмічні підсилювачі використовуються для виконання аналогового помноження і ділення, компресії сигналів, а також для визначення значень логарифмічний і показникових функцій. Для отримання логарифмічної характеристики підсилювача необхідно мати пристрій, який має логарифмічну вольт-амперну характеристику і ввімкнути його в коло зворотного зв’язку. Таким пристроєм є напівпровідниковий перехід. З теорії напівпровідників відомий вираз для струму через напівпровідниковий діод (35) І0 – тепловий струм переходу; – напруга на діоді; – температурний потенціал, при Т=20оС. Аналогічно можна записати вираз для колекторного струму транзистора в схемі з спільною базою (36) Іе0 – струм переходу база-емітер транзистора при невеликому зворотному зміщенні і закорочених виводах колектора і бази; – напруга на переході база-емітер транзистора. Вирази, які визначають струм діода і колекторний струм транзистора є аналогічні і тому як напівпровідниковий діод так і транзистор можуть бути використані для отримання логарифмічної залежності. Для отримання логарифмічної характеристики підсилювача необхідно напівпровідниковий діод в коло зворотного зв’язку операційного підсилювача рис.1.63.
Рис.1.63. Логарифмічний підсилювач з напівпровідниковим діодом в якості нелінійного елемента Для того, щоб показати яким чином діод, який ввімкнений в коло зворотного зв’язку формує логарифмічну характеристику, розв’яжемо рівняння відносно . Для цього логарифмуємо вираз для струму , (37) Враховуючи, що отримуємо (38) оскільки , можна записати . (39) Вихідна напруга є пряма напруга на діоді і вона переважно не перевищує значення 0,6 В. Якщо необхідно мати більше значення вихідної напруги, то її необхідно підсилювати. Такий логарифмічний підсилювач в залежності від типу діода буде мати логарифмічну характеристику при зміні вхідного струму в межах трьох декад. Переважно характеристика малопотужного діода починає суттєво відрізнятися від логарифмічної при прямому струмі біля 1 мА. Логарифмічний підсилювач забезпечує вихідну напругу тільки однієї полярності, яка визначається полярністю ввімкнення діода, зокрема схема, яка зображена на рис.1 забезпечує від’ємну вихідну напругу при додатній вхідній напрузі. Для отримання додатної вихідної напруги необхідно змінити полярність ввімкнення діода і подати на вхід від’ємну напругу. Для розширення діапазону вхідної напруги можна використати в якості логарифмічного елемента в колі від’ємного зворотного зв’язку транзистор, який ввімкнений в схемі з спільною базою рис.1.64.
Рис.1.64. Логарифмічний підсилювач з транзистором в якості нелінійного елемента в колі від’ємного зворотного зв’язку Враховуючи, що отримуємо вираз для значення вихідної напруги (40) Вихідна напруга такої схемі логарифмічного підсилювача буде мати від’ємну полярність при додатній вхідній напрузі. Для отримання додатної вихідної напруги необхідно застосовувати транзистор з провідністю типу і подавати на вхід від’ємну напругу. Для точної роботи логарифмічного підсилювача в широкому температурному діапазоні необхідна температурна компенсація і корекція для усунення впливу lnI0. Для отримання широкого динамічного діапазону логарифмічного підсилювача необхідно застосовувати операційний підсилювач, який має малі значення напруги зміщення і вхідного струму. Удосконалена схеми логарифмічного підсилювача наведена на рис.1.65. В цій схемі резистор Rком, який під’єднаний до неінвертуючого входу сприяє компенсації впливу вхідного струму. Резистор Re забезпечує достатньо великий опір навантаження операційного підсилювача замість диференціального прямого опору переходу база-емітер транзистора. Значення резистора повинно бути таким, щоб він забезпечував необхідний струм навантаження і максимальний емітерний струм транзистора (41) де – максимальна вихідна напруга операційного підсилювача. Для підвищення стійкості схеми застосовують корегуючий конденсатор Ск. Для побудови схеми логарифмічного підсилювача бажано застосовувати операційні підсилювачі з входами на польових транзисторах, оскільки вони мають менші вхідні струми.
Рис.1.65. Удосконалена схема логарифмічного підсилювача Диференціатор на операційному підсилювачі Диференціатор аналогових сигналів створює вихідну напругу пропорційну швидкості зміни вхідної напруги. Операційний підсилювач пропускає тільки змінну складову напруги. Коефіцієнт підсилення диференціатора повинен зростати при збільшенні швидкості зміни вхідної напруги. Принципова схема диференціатора зображена на рис.
Рис.1.66. Схема диференціатора на операційному підсилювачі Зміна заряду за одиницю часу – це струм заряду конденсатора вхідною напругою
Вважаючи, що операційний підсилювач ідеальний і працю в інвертуючому ввімкнені, можемо записати . Вихідна напруга диференціатора
У вираз для вихідної напруги підставляємо значення струму через конденсатор С . Схема диференціатора має великий коефіцієнт підсилення по відношенні до високочастотних складових сигналу на вході для частот, які знаходяться вище смуги корисного сигналу. Диференціатор підсилює власні шуми опорів і напівпровідникових елементів. Схема має тенденцію до втрати стійкості в тій області частот де перетинаються частотна характеристика операційного підсилювача і диференціатора (рис.1.67). Частотна характеристика розімкнутого контуру зворотного зв’язку має в деякій ділянці частотного діапазону спадання частотної характеристики на 40 дб/дек, тому можливе самозбудження схеми диференціатора, оскільки на частоті , яка відповідає точці перетину частотних характеристик фазовий зсув складає 180о. Якщо не прийняти спеціальних заходів на цій частоті виникає генерація.
Рис.1.67. Частотна характеристика диференціатора Для усунення цих небажаних явищ приймають заходи з динамічної стабілізації диференціатора. Для цього в схему диференціатора додатково вводять корегуючі елементи Rк і Cк (рис.1.68), які обмежують коефіцієнт підсилення на високих частотах. Частоту спряження, при заданій смузі частот корисного сигналу, необхідно задавати по можливості більш низькою. Частотна характеристика диференціатора з динамічною стабілізацією наведена на рис.1.69. Частоти спряження цієї характеристики визначаються виразами і . Часто застосовується режим коли , в цьому випадку .
Рис.1.68. Схема диференціатора з динамічної стабілізацією В диференціаторах бажано застосовувати операційні підсилювачі з високим вхідним опором, де в якості вхідних використовуються польові транзистори. Для забезпечення високої точності диференціювання потрібно застосовувати тефлонові, майларові і полістирольні конденсатори.
Рис.1.69. Частотна характеристика диференціатора з динамічною стабілізацією Інтегратор аналогових сигналів Інтегрування можна представити як визначення площі під кривою. Оскільки інтегратор на операційному виконує дію над напругами протягом періоду часу , то результат його роботи можна інтерпретувати як суму напруг за деякий час. Схема інтегратора на операційному підсилювачі наведена на рис.1.70.
Рис.1.70. Схема інтегратора на операційному підсилювачі Щоб пояснити принцип роботи такої схеми, необхідно навести вираз, який визначає значення ємності
де – електричний заряд; – напруга на виході операційного підсилювача.
Рис.1.71. Часові діаграми реакції інтегратора на сходинчату напругу на вході У цьому випадку зміна заряду за одиницю часу буде дорівнювати струму заряду
Розділяємо змінні та інтегруємо вираз
При подачі на вхід сходинчатої напруги вихідна напруги буде визначатися виразом
Швидкість зміни вихідної напруги визначається виразом . Дрейф вихідної напруги або статична похибка інтегратора .
Рис.1.72. Частотна характеристика інтегратора на операційному підсилювачі Частотна характеристика інтегратора на скорегованому за фазою операційного підсилювача зображена на рис. . Ми бачимо, що для інтегратора без резистора зворотного зв’язку смуга частот, в якій відбувається інтегрування, розташована між нижньою частотою спряження і частотою спряження . Додання до схеми резистора для покращання стабільності на низьких частотах приводить до збільшення нижньої частоти і зменшення коефіцієнта підсилення до значення . Нижня гранична частота скоригованого інтегратора складає Конденсатори, які використовуються в інтеграторах з великим часом інтегрування, повинні мати дуже високе значення опору і малі струми витікання. Хорошу стабільність на при великих часах інтегрування забезпечують тефлонові або полістирольні конденсатори. При більш коротких періодах інтегрування і на достатньо високих частотах хороші показники забезпечують майларові конденсатори. Трансформаторні підсилювачі потужності на транзисторах Однотактний трансформаторний каскад підсилення потужності на транзисторі Потужність сигналу , яку повинен віддавати транзистор, повинна бути більша від потужності в навантаженні , оскільки частина потужності втрачається в трансформаторі Т1 (рис.1.73)
де – к.к.д. вихідного трансформатора. Оскільки робоча точка Р (рис.1.74) знаходиться на середині навантажувальної прямої АВ, то форма вихідного струму і вихідної напруги близькі до синусоїдальної. Зокрема середнє значення вихідного струму транзистора дорівнює середньому значенню струму, який споживається каскадом від джерела живлення. Максимальна потужність сигналу, яка віддається каскадом
де – коефіцієнт використання напруги живлення (ксі), – коефіцієнт використання струму спокою (псі). Опір навантаження вихідного кола каскаду для змінного стуму
Потужність, яка споживається каскадом від джерела живлення
Рис.1.73. Схема однотактного трансформаторного підсилювача потужності на транзисторі
Рис.1.74. Динамічна характеристика однотактного трансформаторного підсилювача потужності Максимальний коефіцієнт корисної дії трансформаторного каскаду при повному використанні характеристики транзистора
Потужність, яка виділяється на колекторі транзистора, буде дорівнювати різниці потужності, яка споживається від джерела живлення , і потужності сигналу, яка віддається транзистором
Отже максимальна потужність буде виділятися на колекторі транзистора при відсутності сигналу Мінімальний струм колектора в режимі спокою, при якому каскад зможе віддати необхідну потужність
Двотактний трансформаторний підсилювач потужності на транзисторах В режимі В обидва плечі каскаду транзистори VT1 і VT2 (рис.1.75) працюють по черзі протягом півперіоду сигналу, тому в той момент, коли струм в колекторному колі одного транзистора досягає максимуму, інший транзистор є закритий. Отже аналіз каскаду можна вести для одного півперіоду сигналу на сімействі вихідних статичних характеристик транзистора одного плеча схеми і отримуємо дані, які відносяться до всього каскаду за період сигналу.
Рис. 1.75. Схема двотактного трансформаторного підсилювача потужності на транзисторах На рис.1.77 зображена навантажувальна пряма для двотактного каскаду, що працює в режимі В. З рисунку видно, що при синусоїдальному вхідному сигналі в режимі спокою, робоча точка знаходиться в точці В, транзистор буде повністю використовуватися при опорі навантаження одного плеча для змінного струму
де - коефіцієнт використання напруги живлення; - потужність сигналу, яку повинен віддавати каскад Потужність, яка споживається каскадом від джерела живлення . Максимальна потужність, яка віддається каскадом
Максимальний коефіцієнт корисної дії двотактного каскаду підсилення потужності буде складати
Рис.1.76. Вхідна динамічна характеристика двотактного трансформаторного підсилювача потужності
Рис.1.77. Вихідна динамічна характеристика двотактного трансформаторного підсилювача потужності Потужність, яка виділяється на колекторі одного вихідного транзистора
З цього виразу видно, що перший член пропорційний амплітуді вхідного сигналу, а другий – її квадрату. Ця залежність графічно відображена на рис.1.78. З цього рисунку видно, що потужність, яка виділяється на транзисторі досягає найбільшого значення при певному значення амплітуди вхідного сигналу, а не при його відсутності.
Рис.1.78. Залежність потужності двотактного трансформаторного підсилювача від рівня вхідного сигналу Диференціюємо цей вираз і прирівнюємо його до нуля
Враховуючи, що , визначаємо вихідну наругу, при якій на колекторі транзистора виділяється максимальна потужність
Підставляємо значення у вираз для потужності і знаходимо максимальне потужності, яка виділяється на одному транзисторі вихідного каскаду
Перевагою двотактного підсилювача потужності є відсутність у вихідному струмі парних гармонік, що показує результат розкладу в ряд Фур’є струмів ік1 та ік2
Якщо амплітудні значення струмів гармонік рівні: , і , а також враховуючи, що струми ік1 і ік2 знаходяться в протифазі, то наскрізний струм ік, який протікає через первинну обмотку трансформатора Т2 і буде дорівнювати різниці цих струмів
З цього виразу видно, що амплітуда першої гармоніки підсиленого сигналу дорівнює подвоєному значенню амплітуд колекторних струмів транзисторів, що дозволяє в двотактному каскаді підсилення отримати подвоєння потужності. У первинній обмотці трансформатора відсутні також парні гармоніки і постійні складові колекторних струмів транзисторів VТ1 і VТ2. Крім цього в схемі відсутнє підмагнічення осердя трансформатора, що дозволяє зменшити його габарити і масу в порівнянні з однотактною схемою. До переваг двотактної схеми підсилення потужності необхідно віднести відсутність в спільному провіднику живлення непарних гармонік. В цьому випадку паразитний зв’язок з іншими каскадами через спільне джерело живлення може здійснюватися лише на частотах парних гармонік. Коефіцієнт гармонік двотактного трансформаторного каскаду підсилення потужності зменшується і буде складати
де b – коефіцієнт асиметрії, який залежить від точності підбору параметрів транзисторів b=(0,05 - 0,2). При розкиді параметрів транзисторів коефіцієнт гармонік зменшується в три рази, при розкиді в п’ять разів. 1.19. Безтрансформаторні двотактні підсилювачі потужності Ввімкнення навантаження у вихідне коло транзистора без трансформатора дозволяє усунути частотні, фазові і нелінійні спотворення і зменшити масу, об’єм і вартість підсилювального каскаду, а також підвищити к.к.д. Однак, у звичайних однотактних схемах безпосереднє ввімкнення навантаження є неможливим у зв’язку із зниженням вихідної потужності і к.к.д. до (5-6)%. У цьому випадку застосування двотактної безтрансформаторної схеми підсилення потужності дозволяє усунути постійну складову струму через навантаження і підвищити к.к.д., а також зменшити частотні і фазові спотворення (за рахунок усунення трансформатора), масу, габарити і його вартість. Одна з розповсюджених схем - це безтрансформаторний двотактний каскад підсилення потужності з паралельним (несиметричним) виходом (рис.1.79). Такий каскад вимагає подання на вхід двох рівних за значенням напруг вхідного сигналу і , які мають протилежні фази (двох парофазних вхідних сигналів). Живлення каскаду здійснюється від двох постійних напруг і , які з’єднані послідовно. При симетрії схеми постійна складова струму не проходить через навантаження, оскільки середні значення струмів обох транзисторів рівні зазначенням , але направлені в протилежні сторони. Одночасно змінні складові сигналу і проходять через навантаження в одному напрямку і додаються. Схема каскаду несиметрична, оскільки транзистор ввімкнений в схемі з спільним колектором, а транзистор - з спільним емітером.
Рис.1.79. Безтрансформаторний двотактний підсилювач потужності з несиметричним виходом з двома джерелами живлення Якщо необхідно використовувати одне джерело живлення, то застосовують схему каскаду підсилення потужності, в якій навантаження вмикають через розділювальний конденсатор (рис.1.80). В цій схемі постійна складова струму не проходить через навантаження і воно вмикається відносно спільної точки схеми. По відношенню до джерела живлення Ек обидва транзистори ввімкнені послідовно, а по відношенню до навантаження (або за змінним струмом) - паралельно.
Рис.1.80. Безтрансформаторний двотактний підсилювач потужності з несиметричним виходом і одним джерелом живлення Розглянуті каскади підсилення потужності можна спростити, якщо застосувати транзистори з однаковими параметрами, але з різним типами провідності (рис.1.81).
Рис.1.81. Схема безтрансформаторного двотактний підсилювач потужності з додатковою симетрією (комплементарний повторювач напруги) з двома джерелами живлення Така схема не вимагає фазоінверсного каскаду, оскільки при подачі одного і того ж сигналу на бази обох транзисторі, струм колектора одного транзистора буде зростати, а другого зменшуватися, а схема буде працювати як двотактна. Таку схему безтрасформаторного підсилювача потужності називають двотактним каскадом підсилення потужності з додатковою симетрією. Оскільки транзистори ввімкнені в такій схемі з спільним колектором, то такі каскади називають також комплементарними повторювачами напруги. Такі каскади підсилення потужності можуть працювати в режимах А і В. Переважно вони працюють в режимі А або АВ. При обидва транзистори закриті, а струм спокою дуже малий. При додатній полярності вхідного сигналу VT1 працює як емітерний повторювач, а VT2 - закритий. При від’ємній полярності вхідного сигналу VT1 закривається , а працює як емітерний повторювач. З відкритого стану у закритий проходить протягом певного проміжку часу, тому коли тривалість періоду сигналу менша від цього проміжку, то обидва транзистори будуть відкриті. В цьому випадку VT1 буде ще відкритий, а VT2 вже відкритий і через обидва відкриті транзистори буде проходити великий струм, який може їх зруйнувати. Цей струм називають також наскрізним. Для захисту транзисторів від цього наскрізного струму необхідно передбачити обмеження струму. Найпростіший спосіб обмеження цього струму – застосування в колах емітерів обмежуючих резисторів R1 і R2.
Рис.1.82. Схема безтрансформаторного двотактний підсилювач потужності з додатковою симетрією (комплементарний повторювач напруги) з одним джерелами живлення Якщо необхідно використовувати одне джерело живлення, то застосовують схему каскаду підсилення потужності, в якій навантаження вмикають через розділювальний конденсатор (рис.1.82). В цій схемі постійна складова струму не проходить через навантаження і воно вмикається відносно спільної точки схеми. Основні параметри комплементарного повторювача напруги: Вхідний опір
Вихідний опір
Коефіцієнт підсилення за напругою
Максимальна потужність на навантаженні
Максимальна потужність, яка виділяється на колекторі одного транзистора
Вихідна напруга при якій на колекторі виділяється максимальна потужність
Коефіцієнт корисної дії каскаду
1.19.1. Комплементарний повторювач напруги в режимі АВ В двотактному комплементарному повторювачі напруги в режимі В при малих значеннях струму приріст напруги на навантаженні менший ніж зміна вхідного сигналу. Це є причиною злому амплітудної характеристики підсилювального каскаду, тому в такому підсилювачі виникають нелінійні спотворення, які називають перехідними або спотвореннями типу „сходинка”. При встановленні навіть незначного струму спокою транзисторів їх опори і перехідні спотворення зменшуються. Такий режим називають режимом АВ. Для забезпечення необхідного значення струму спокою потрібно забезпечити постійну напругу зміщення
Для кремнієвих транзисторів напруга зміщення переважно складає .
Рис.1.83. Подання напруги зміщення в комплементарному повторювачі напруги В комплементарному повторювачі напруги для стійкої роботи каскаду виникає необхідність підтримання незмінним струм спокою транзисторів у широкому діапазоні температур оточуючого середовища. При зростанні температури зростає струм спокою транзисторів, а зростання цього струму в свою чергу приводить до збільшення температури транзисторів. Це явище називається термічним додатним зворотним зв’язком. Для компенсації цього зворотного зв’язку при підвищенні температури необхідно зменшувати напругу зміщення приблизно на 2 мВ на один градус Цельсія. Для цього використовують напівпровідникові діоди або термістори, які встановлюють на корпусі транзисторів. Для додаткової стабілізації струму спокою застосовують резистори R1 і R2, які вмикають в емітери транзисторів, що забезпечує від’ємний зворотний зв’язок за струмом. Збільшення значення цих резисторів приводить кращої стабілізації режиму, але оскільки вони ввімкнені послідовно з опором навантаження, то вони збільшують вихідний опір каскаду. Ці опори повинні бути значно менші від опору навантаження Існують такі основні способи подання напруги зміщення в комплементарних повторювачах напруги: 1. За допомогою діодів ввімкнених у прямому напрямку. Така схема зміщення зображена на рис.1.84.
Рис.1.84. Схема подання напруги зміщення за допомогою діодів Напруга зміщення знімається з діодів VD1 і VD2, які ввімкнені в прямому напрямку. Резистори R задають струм через діоди і відповідно напругу зміщення. Значення напруги зміщення визначається таким виразом
Вхідний опір комплементарного повторювача напруги, при такій схемі зміщення, достатньо малий, за рахунок впливу резисторів R1 і R2, які шунтують його . При необхідності забезпечення більшого значення вхідного опору повторювача замість резисторів R застосовують генератори струму на біполярних транзисторах. 2. За рахунок введення транзисторів, які ввімкненні в схемі з спільним колектором (рис.1.85).
Рис.1.85. Схема зміщення комплементарного повторювача напруги за допомогою транзисторів, які ввімкнені в схемі з спільним колектором Напруга зміщення в такій схемі знімається з база-емітерних переходів транзисторів VT1 і VT 2 , які ввімкнені у прямому напрямку і дорівнює
Схема має більш високий вхідний опір, у порівнянні з попередньою, оскільки в ній діоди замінені емітерними повторювачами напруги на транзисторах VT1 і VT 2. Значення вхідного опору такої схеми можна оцінити за допомогою наступного виразу
3. За допомогою транзистора, який охоплений від’ємним температурно-залежним зворотним зв’язком за напругою (рис.1.86 ).
Рис.1.86. Схема зміщення комплементарного повторювача напруги за допомогою транзистора, який охоплений від’ємним температурно-залежним зворотним зв’язком за напругою Напруга зміщення знімається з транзистора VT1, який охоплений від’ємним температурно-залежним зворотним зв’язком за напругою. Напруга зворотного зв’язку подається з колектора транзистора на його базу за допомогою термістора RT. Необхідного значення температурного коефіцієнта напруги зміщення забезпечують - термістор з від’ємним температурним коефіцієнтом опору і відповідне положення повзунка регулювального резистора Rp. Значення постійного струму зміщення повинно бути більшим від базового струму транзисторів VT2 і VT3. Бажано замість резисторів застосовувати джерело струму на біполярних транзисторах. Схема дозволяє плавно в широких межах змінювати напругу зміщення та її температурний коефіцієнт напруги. Схеми обмеження струму через вихідні транзистори Оскільки безтрасформаторні підсилювачі мають низький вихідний опір, то вони легко перенавантажуються і руйнуються., тому необхідно застосовувати схемні рішення, які обмежують вихідний струм вихідних транзисторів. Існують два основні способи обмеження струму через вихідні транзистори. Максимальне додатне і від’ємне значення струмів в навантаженні визначаються наступними виразами
1. Обмеження струму вихідних транзисторів за допомогою діодів (рис.1.87).
Рис.1.87. Схема обмеження струму вихідних транзисторів за допомогою діодів У випадку, коли амплітудне значення вхідної напруги менше від прямої напруги відкривання обмежуючих діодів ( VD3-VD4 ) або ( VD5-VD6 ), то вони закриті і практично не впливають на роботу вихідних транзисторів. Коли амплітудне значення вхідної напруги перевищує напругу відкривання діодів ( VD3-VD4 ) або ( VD3-VD4 ), то вони відкриваються, що викликає обмеження струму і в цьому випадку спад напруги на резисторах R1 і R2 не буде зростати. В залежності від значення струму навантаження, замість діодів можна вмикати декілька діодів послідовно або світлодіоди, в яких . 2. Обмеження струму за допомогою додаткових транзисторів (рис.1.88).
Рис.1.88. Схема обмеження струму за допомогою додаткових транзисторів У випадку, коли струм навантаження не перевищує номінального значення, то транзистори закриті і практично не впливають на роботу комплементарного повторювача напруги. Коли струм навантаження перевищує номінальне значення, то на резисторах R1 і R2 виникають спади напруг, які є достатні для відкривання транзисторів VT1 і VT2, то ці транзистори відкриваються. У цьому випадку вхідний струм транзисторів VT3 і VT4 відгалужується у відкриті транзистори VT1 і VT2 і подальше зростання струмів баз транзисторів VT3 і VT4 буде зупинено. Резистори Rб1 і Rб2 призначені для обмеження струму бази транзисторів VT1 і VT2. Максимальне додатне і від’ємне значення струмів в навантаженні визначаються наступними виразами
1.19.2. Комплементарний повторювач напруги на складових транзисторах Електрична принципова схема комплементарного повторювача напруги на складових транзисторах наведена на рис.1.89. Струм спокою задається тільки для транзисторів і , а потужні вихідні транзистори і , будуть відкриватися тільки при великих значеннях вихідного струму. Спад напруги на резисторах і задає зміщення на базах транзисторів і . Одночасно резистори забезпечують витікання базового заряду вихідних транзисторів і . Напруга зміщення каскаду буде визначатися виразом
У випадку використання кремнієвих транзисторів напруга зміщення буде
Рис.1.89. Схема комплементарного повторювача напруги на складових транзисторах Резистори і визначаються з одного боку з умови температурної стабільності за рахунок протікання теплового струму
З другого боку значення резисторів і визначається з умови забезпечення необхідних напруг зміщення для транзисторів і за рахунок спаду напруг на цих резисторах від протікання струмів спокою колекторів транзисторів і
Вхідний опір комплементарного повторювача напруги значно більший і приблизно визначається виразом 1.19.3. Квазікомплементарний повторювач напруги на складових транзисторах Електрична принципова схема комплементарного повторювача напруги на складових транзисторах наведена на рис.1.90.
Рис.1.90. Схема квазікомлементарного повторювача напруги на складових транзисторах Схема несиметрична, оскільки транзистори і , ввімкнені в схемі з спільним колектором, а транзистори і , в схемі з спільним емітером. Струм спокою задається тільки для транзисторів і , а потужні вихідні транзистори і , будуть відкриватися тільки при великих значеннях вихідного струму. Спад напруги на резисторах і задає зміщення на базах транзисторів і . Одночасно резистори забезпечують витікання базового заряду вихідних транзисторів і . Напруга зміщення каскаду буде визначатися виразом
У випадку використання кремнієвих транзисторів напруга зміщення буде 1.19.4. Схема безтрасформаторного вихідного каскаду на складових транзисторах Для отримання великої потужності використовуються безтрансформаторні каскади на складових транзисторах. Часто, з огляду на конструктивні особливості, застосовують вихідні транзистори великої потужності з однаковим типом провідності, а функції фазоінверсного каскаду застосовують малопотужні транзистори р з різним типом провідності, які утворюють з вихідними транзисторами складові транзистори і виконують роль фазоінверсного каскаду. Варіант такої схеми наведений на рис.1.91. Перший каскад на транзисторі забезпечує підсилення за напругою і необхідне зміщення для вихідного комплементарного повторювача напруги. Основні співвідношення для розрахунку підсилювального каскаду: Напруга живлення вихідного каскаду . Максимальний струм колектора, який необхідний для забезпечення . Максимальна потужність, яка виділяється на колекторі кожного вихідного транзистора
Рис.1.91. Схема безтрансформаторного вихідного каскаду на складових транзисторах 1.19.5. Нелінійні спотворення в підсилювачах на транзисторах При розрахунку коефіцієнта гармонік переважно користуються спрощеними способами гармонічного аналізу, який дає достатню для практичних цілей точність і не вимагає побудови залежності вихідного струму від часу. Найбільш розповсюдженим є метод п’яти ординат, який називають також методом Клина за прізвищем його автора. Якщо залежність вихідного струму від е.р.с. джерела сигналу, який змінюється за гармонічним законом, нелінійна, то вихідний струм в загальному випадку буде містити постійну складову, першу і ряд вищих гармонік. Таким чином, завданням гармонічного аналізу є визначення коефіцієнтів розкладу в ряд Фур’є: Іср, І1m, І2m, І3m, І4m.
Рис.1.92. Сімейство статичних вихідних характеристик і навантажувальна пряма транзисторного каскаду в схемі з спільним емітером
Рис.1.93. Вхідна характеристика транзистора Розрахунок гармонічних складових вихідного струму, які потрібні для визначення коефіцієнта гармонік транзисторного підсилювального каскаду здійснюють за наскрізною характеристикою. Наскрізна динамічна характеристика змінного струму є залежністю вихідного струму підсилювального елементу від е.р.с. джерела вхідного кола при наявності у вихідному колі опору навантаження. В підсилювальних каскадах на біполярних транзисторах нелінійні спотворення виникають як у вхідному, так і в вихідному колах, тому наскрізна динамічна характеристика підсилювального каскаду дає можливість визначити нелінійні спотворення, які вносяться сумісними діями нелінійності вхідного і вихідного кіл. Для побудови наскрізної динамічної характеристики використовують навантажувальну пряму змінного струму і вхідну характеристику транзистора. Для кожної точки перетину навантажувальної прямої з статичними вихідними характеристиками знаходять значення вихідного струму Ік і для відповідних значень вхідного струму Іб за вхідною статичною характеристикою визначають відповідні значення вхідних напруг Uбе. Потім для кожної з цих точок визначають е.р.с. джерела вхідного сигналу
де - опір джерела сигналу для змінного струму.
Рис.1.94. Визначення гармонічних складових колекторного струму методом п’яти ординат за наскрізною динамічною характеристикою Знайдені таким чином точки із значеннями Ік і Едж наносять у відповідних координатах і, з’єднавши їх плавною кривою, отримують наскрізну динамічну характеристику змінного струму для певного значення опору джерела вхідного сигналу . Розрахунок гармонічних складових вихідного струму, які потрібні для визначення коефіцієнта гармонік транзисторного підсилювального каскаду здійснюють за наскрізною характеристикою методом п’яти ординат наступним чином. На наскрізній характеристиці (рис.1.94) відмічають п’ять точок, які відповідають: розрахунковій амплітуді е.р.с. джерела сигналу Ес.m, половині амплітуди е.р.с. джерела сигналу 0,5Ес.m, точці спокою (при відсутності сигналу е.р.с.), половині від’ємної амплітуди е.р.с. сигналу - 0,5Ес.m, від’ємній амплітуді е.р.с. джерела сигналу - Ес.m. Значення вихідного струму в цих п’яти точках позначають відповідно через: Іmax, І1, І0, І2, Іmin; тоді амплітуди першої, другої, третьої, четвертої гармонік вихідного струму І1m, І2m, І3m, І4m і постійну складову можна знайти, використовуючи наступні вирази
Правильність обчислення знайдених струмів можна перевірити за формулою
Підставляючи знайдені значення струмів І1m, І2m, І3m, І4m в формулу для коефіцієнта гармонік, розраховуємо значення коефіцієнта гармонік
