1.Питаня Підсилювачем називають пристрій, який призначений для підвищення потужності електричних коливань вхідного сигналу. Підвищення потужності вхідного сигналу досягається за рахунок енергії джерела живлення. Малопотужний вхідний сигнал лише керує передачею енергії джерела живлення в корисне навантаження.Електричні коливання підсилюються за допомогою підсилювальних елементів (ПЕ). Підсилювальні елементи отримують електричну енергію від джерела живлення і перетворюють її в енергію підсилених сигналів, тобто вони мають керуючі властивості. Керуюче джерело електричної енергії, від якого підсилюванні сигнали надходять на підсилювач, називається джерелом сигналу (ДС). Пристрій, який споживає підсилювальні сигнали, називається навантаженням (Н).Джерело енергії, яка перетворюється підсилювачем в енергію підсилювальних сигналів, називається джерелом живлення (ДЖ) підсилювача. / Рис.1.1. Структурна схема підсилювача. Підсилювачі широко застосовується: в радіозв’язку, в мобільному зв’язку в телебаченні, в звуковому кіно, в пристроях запису і відтворення звуку і зображення, у вимірювальній апаратурі, в автоматиці і телемеханіці, в електронних обчислювальних машинах, в апаратурі для проведення космічних дослідженьі.т.д. Класифікація підсилювачів Існують класифікації підсилювачів за різними ознаками, зокрема: за характером підсилювальних сигналів; за смугою частот підсилюваних сигналів; за призначенням підсилювачів; за видом застосованих підсилювальних елементів. I. За характером підсилювальних сигналів підсилювачі поділяються на: Підсилювачі гармонічних сигналів, це підсилювачі які призначені для підсилення гармонічних і квазігармонічних (майже гармонічних) сигналів різної форми і різного значення, тобто здійснюється підсилення гармонічних періодичних сигналів гармонічні складові яких змінюються значно повільніше від нестаціонарних процесів в колах підсилювача. До підсилювачів гармонічних сигналів відносяться: мікрофонні, звукові, трансляційні, вимірювальні та інші. 2.Підсилювачі імпульсних сигналів призначені для підсилення імпульсних періодичних і неперіодичних сигналів різної форми і різного значення. Нестаціонарні процеси в колах таких підсилювачів повинні протікати настільки швидко, щоб форма підсилюваних сигналів не спотворювалася.До підсилювачів імпульсних сигналів відносяться: імпульсні підсилювачі систем зв’язку, відеопідсилювачі телевізійних сигналів, імпульсні радіолокаційні підсилювачі, підсилювачі систем автоматичного регулювання. За шириною смуги частот підсилених сигналів: Підсилювачі змінного струму підсилюють тільки змінну складову корисного сигналу в смузі від нижньої частоти fн до верхньої робочої частоти fв. Підсилювачі високої частоти призначені для підсилення коливань модульованих високою частотою. Відношення верхньої частоти спектру fв до нижньої fн близьке до одиниці ( fв / fн< 1,1). Наприклад підсилення радіосигналів, які приймає антена радіоприймача або телевізора. Підсилювачі проміжної частоти призначені для підсилення коливань модульованих проміжною частотою. Відношення верхньої частоти спектру fв до нижньої fнблизьке до одиниці ( fв / fн< 1,1). Підсилювачі низької частоти. До підсилювачів низької частоти відносяться підсилювачі звукових частот, які підсилюють електричні коливання в смузі частот, які сприймаються людським вухом ( (f = 20Гц ( 20кГц ). Підсилювачі низьких частот призначені переважно для підсилення і перетворення первинних коливань давачів. Широкосмугові підсилювачі підсилюють дуже широку смугу частот і мають дуже велике відношення вищої робочої частоти до нижньої (вища частота ( одиниць МГц, а нижня ( від сотень герц до одиниць кГц). Вибіркові або селективні підсилювачі підсилюють сигнали в дуже вузькій смузі частот, за межами цієї смуги підсилення різко зменшується. В свою чергу вибіркові підсилювачі розділяють на резонансні, частотна характеристика яких має вигляд резонансної кривої і смугові підсилювачі, підсилення яких стале в вузькій смузі частот і різко зменшується за її межами. 7. Підсилювачі постійного струму призначені для підсилення електричних коливань в смузі частот від fн=0 до вищої частоти fв . Ці підсилювачі підсилюють як змінну, так і постійну складову сигналу. Підсилювачі постійного струму застосовуються в стабілізаторах постійної напруги, в автоматиці і телемеханіці, в аналогових обчислювальних і моделюючих машинах. III. За призначенням підсилювачі поділяються на: магнітофонні;телевізійні;радіолокаційні;вимірювальні;трансляційні;дальнього зв’язку. і.т.д. IV. За видом застосованих підсилювальних елементів. транзисторі ;лампові;магнітні;діодні;молекулярні;електромашинні. 2.Питаня Підсилювачі на транзисторах і електронних лампах називають електронними оскільки принцип їх роботи оснований на електронних процесах, які відбуваються в напівпровідниках і вакуумі. Лінійні електронні підсилювачі( це підсилювачі, які призначені для підсилення електричних сигналів без зміни їх форми. Основні дані підсилювача: Вихідні дані підсилювача: вихідна потужність (Рн; вихідна напруга (Uн; вихідний струм (Iн ; вихідний опір підсилювача (Zвих ; опір навантаження (Zн. Для випадку, коли опір навантаження активний (Rн, то:
Вхідні дані підсилювача: вхідна напруга (Uвх; вхідний струм(Iвх; вхідна потужність(Pвх; вхідний опір підсилювача(Zвх. Для випадку, коли вхідний опір активний (Rвх :
3.Питаня Власні шуми підсилювача Напруга шумів обмежує чутливість підсилювача і не дозволяє підсилювати сигнали низького рівня. На вхід підсилювача можна підводити корисний сигнал значення якого є більше від рівня власних його шумів. Власні шуми підсилювача виникають з наступних причин: наведення, фон, шуми мікрофонного ефекту;теплові шуми;шуми підсилювальних елементів. Наведення – це напруга у вхідному колі підсилювача, яка виникає від дії на підсилювач сторонніх джерел сигналів і перешкод. Наведення виникає від діє на вхід підсилювача сусідніх підсилювачів, електродвигунів трансформаторів, генераторів і.т.п. Усувається шляхом екранування, введенням у спільні кола живлення розв’язуючих фільтрів. Фон – це періодична напруга у вихідному підсилювача частота якої кратна частоті змінної напруги, яка живить підсилювач. Усувається шляхом введенням розв’язуючих фільтрів у спільні кола живлення. Шуми від мікрофонного ефекту зумовлені механічними коливаннями, які діють на підсилювальний елемент і зумовлені: вібрацією, ударами, акустичними коливаннями, прискоренням і.т.п. Шуми від мікрофонного ефекту усуваються за рахунок використання інших видів підсилювальних елементів, а також застосування амортизації. Напруга теплових або термічних шумів - це неперіодична хаотична напруга, яка виникає в провідниках і елементах на вході підсилювача і зумовлена тепловим рухом електронів. Ця напруга залежить від смуги частот, які пропускає підсилювач, опору вхідного кола підсилювача і температури. .
де fв і fн– верхня і нижня гранична частоти робочого діапазону в кГц; Т – абсолютна температура в оК; Rдж–активна складова опору вхідного кола підсилювача в кОм; Uтш– напруга теплових шумів в мкВ. Напруга шуму підсилювального елемента визначається: фізичними процесами, які покладені в основу його роботи , його конструкцією, технологією виробництва і матеріалом з якого він виготовлений. Основна складова напруги шуму в електронних лампах і транзисторах є напруга дробового ефекту, яка зумовлена фізикою процесу проходження електричного струму через підсилювальний елемент. Рівень шуму транзисторів сильно залежить від типу транзистора, матеріалу з якого він виготовлений і режиму його роботи. В малопотужних транзисторах мінімальне значення напруги шуму буде при таких режимах:
4.Питання Частотна і фазова характеристики підсилювача При підсиленні сигналів підсилювач змінює їх форму. Відхилення форми вихідного сигналу від форми вхідного сигналу називають спотвореннями. Наявність в схемі підсилювача реактивних опорі, значення яких залежить від частоти і проводить до зміни форми складного гармонічного сигналу на виході лінійного підсилювача за двома основними причинами: гармонічні складові складного вхідного сигналу підсилюються неоднаково, тобто це означає, що коефіцієнт підсилення підсилювача неоднаковий на різних частотах; гармонічні складові складного вхідного сигналу при підсиленні зсуваються на різні відрізки часу, тобто фазові зсуви, які вносяться підсилювачем змінюють взаємне розташування гармонічних складових у вихідному сигналі. Спотворення форми вихідного сигналу, яке викликане неоднаковим підсиленням різних частот, називають частотними спотвореннями, а спотворення форми вихідного сигналу, які викликані фазовими зсувами, які вносяться підсилювачем, називають фазовими спотвореннями. Частотні і фазові спотворення деколи називають лінійними спотворенням, оскільки їх виникнення зв’язано з лінійними елементами електричного кола. Частотні спотворення оцінюють за його частотною характеристикою, яка є залежністю модуля коефіцієнта підсилення від частоти. Частотну характеристику будують в прямокутній системі координат на вертикальній осі відкладають значення Кu в лінійному масштабі в відносних або логарифмічних одиницях, а на горизонтальній осі – частоту в герцах в лінійному або логарифмічному масштабі. Діапазоном робочих частот підсилювача гармонічних сигналів називають смугу частот від нижньої до верхньої робочої частоти в межах якої модуль коефіцієнта підсилення, а іноді і фаза не повинні виходити за межі заданих допусків.
Рис.1.2. Частотна характеристика підсилювача Частотні спотворення, які вносяться підсилювачем, оцінюються нерівномірністю його частотної характеристики в діапазоні робочих частот. Ідеальною частотною характеристикою, при якій підсилювач не вносить частотних спотворень, є пряма, яка проходить паралельно осі абсцис. Частотні спотворення, які вносить підсилювач на певній частоті, оцінюються відносним підсиленням, який дорівнює відношенню коефіцієнта підсилення на заданій частоті до коефіцієнта підсилення на середній частоті В розрахунках більш вигідно використовувати зворотну величину, яку називають коефіцієнтом частотних спотворень і позначають літерою М
Відносне підсилення і коефіцієнт частотних спотворень можуть бути відображені як у відносних, так і у логарифмічних одиницях. Для переведення їх з відносних значень в децибели і навпаки використовуються наступні вирази
Фазові спотворення, які вносяться підсилювачем, оцінюються за його фазовою характеристикою, яка є залежністю кута зсуву між вихідною і вхідною напругами підсилювача від частоти. Фазову характеристику будують окремо для області нижніх і окремо для області верхніх частот.
Рис.1.3. Фазова характеристика підсилювача Умовою неспотвореного підсилення сигналу є пропорційність фазового зсуву, який вноситься підсилювачем, частоті підсиленого сигналу, тому ідеальною фазовою характеристикою підсилювача є пряма 2, яка проходить через початок координат. Фазові спотворення підсилювача на верхніх частотах оцінюються як різниця ординат фазової характеристики і дотичної до неї, яка проходить через початок координат. В області нижніх частот ідеальна фазова характеристика майже збігається з віссю абсцис і фазові спотворення практично дорівнюють куту фазового зсуву, який вноситься підсилювачем. Амплітудна характеристика підсилювача – це залежність амплітуди вихідної напруги підсилювача від амплітуди його вхідної напруги на деякій сталій частоті.
Рис.1.4. Амплітудна характеристика підсилювача Коли значення вхідної напруги малі, то амплітудна характеристика проходить не через початок координат, а визначається рівнем власних шумів підсилювача і завадами. Власні шуми підсилювача зумовлені в основному шумами його активних і пасивних елементів, а також неоднорідністю структури матеріалів елементів і нестабільністю електричних процесів у часі. При великих значеннях вхідних напруг пропорційність між порушується за рахунок порушення пропорційності між вхідним і вихідним струмами. Таким чином, властивість підсилювача підсилювати максимальне і мінімальне значення вхідної напруги відображає один з важливих показників підсилювача, який називається динамічним діапазоном.
де і – вхідні напруги, при яких спотворення підсиленого сигналу і його виділення на фоні шумів знаходяться в допустимих межах. Динамічний діапазон часто нормують в логарифмічних одиницях, в децибелах Нелінійні спотворення зумовлені також нелінійністю вхідної характеристики транзистора, оскільки вхідний і вихідний струми несинусоїдальні при чисто синусоїдальній вхідній напрузі. Нелінійні спотворення підсилювача оцінюються коефіцієнтом нелінійних спотворень (коефіцієнтом гармонік або клірінг фактором), який дорівнює кореню квадратному з відношення потужності, яка виділяється на навантажені вищими гармонічними складовими сигналу, які викликають спотворення, до потужності, яка визначається основною корисною гармонікою Деколи визначають нелінійних спотворень для певної гармоніки вихідного сигналу ; ;…………….. . В цьому випадку сумарний коефіцієнт гармонік визначається таким виразом . Перехідна характеристика підсилювача це залежність миттєвого значення вихідної напруги при стрибкоподібній зміні вхідної напруги. Ця характеристика використовується для оцінювання лінійних спотворень, які вносяться підсилювачем при підсиленні імпульсних сигналів. Причиною виникнення перехідних спотворень є наявність реактивних елементів підсилювача, а також зміна енергії в електричних і магнітних полях, які не можуть відбуватися миттєво. Таким чином, перехідні спотворення є наслідком перехідних процесів, які відбуваються в підсилювачі при швидких змінах вхідного сигналу.
Рис.1.5. Перехідна характеристика підсилювача
Рис.1.6. Перехідна характеристика підсилювача в області малих часів Основні параметри перехідної характеристики в області малих часів – це час встановлення і відносний викид імпульсу . Розклад стрибка напруги на вході підсилювача в ряд Фур’є дає нескінченну кількість гармонічних складових, тому підсилювач, який забезпечує рівномірне підсилення широкого спектру частот, є якісним імпульсним підсилювачем, оскільки лінійні спотворення зумовлені зменшенням підсилення на границях смуги пропускання. Для забезпечення передачі фронту вхідного імпульсу з малими спотвореннями (область малих часів) необхідно розширяти смугу пропускання підсилювача в області високих частот, яка може досягати одиниць мегагерц. Для неспотвореної передачі вершини імпульсу (область великих часів) смуга пропускання підсилювача повинна бути такою, як в підсилювача постійного струму в області низьких частот. В області великих часів перехідна характеристика (рис.1.7.) нормується відносним спадом вершини .
Рис.1.7. Перехідна характеристика підсилювача в області великих часів Таким чином, перехідна характеристика дозволяє мати думку про можливість підсилення сигналів різної тривалості. Спотворення імпульсу вважається допустимим, якщо час встановлення перехідної характеристики зв’язаний з тривалістю імпульсу наступним співвідношенням . 5.Питаня Вибір режиму підсилювального каскаду на транзисторі Підсилювальні властивості транзистора можуть бути реалізовані тільки у випадку вмиканні в його колекторне або емітерне кола зовнішніх резисторів, з яких будуть зніматися коливання підсиленого сигналу. У цьому випадку статичні характеристики транзистора не відображають залежностей між миттєвими значеннями напруг і струмів у колах підсилювального елемента. Цю функцію виконують динамічні характеристики підсилювального каскаду. Розглянемо побудову динамічних характеристик для підсилювального каскаду на транзисторі в схемі з спільним емітером (рис.1.15).
Рис.1.15. Електрична принципова схема підсилювального каскаду У вхідне коло транзистора ввімкнене джерело вхідного сигналу Ег і джерело зміщення Езм. Навантаженням для постійного струму є резистор Rк., а навантаженням для змінного струму є еквівалентний опір навантаження колекторного кола . Вважаємо, що опір розділювального конденсатора і опір джерела живлення для складової вихідного колекторного струму незначні в порівнянні з опорами RкіRн. Робоча точка в режимі спокою буде знаходитися на навантажувальній прямій dc (рис.1.16) для постійного струму в точці її перетину Р з вихідною статичною характеристикою транзистора при , який визначається напругою джерела зміщення Езм. При відсутності на вході підсилювального каскаду змінної напруги можна записати вираз для вихідного кола каскаду або . Цей вираз є рівнянням прямої лінії, яка будується на сімействі вихідних статичних характеристик транзистора за двома точками: c – (Ік=0, Uке=Eк) ; d – (Uке=0, Iк.макс=Eк /Rк). Перед побудовою навантажувальної прямої, яка є динамічною характеристикою для постійного струму, необхідно визначити робочу область на сімействі статичних вихідних характеристик транзистора. Ця область не може включати область відсічки і область насичення, а також обмежена : граничним значенням напруги між колектором і емітером транзистора – Uке.доп; граничним значенням колекторного струму транзистора – Ік.доп; максимальною потужністю, яка виділяється на колекторі транзистора – Рк.доп.
Рис.1.16. Динамічні навантажувальні характеристикикаскаду для постійного ( dc ) і змінного (ab ) струмів Робоча точка в режимі спокою вибирається в залежності від заданих амплітудних значень вихідної напруги Uвих.m і зв’язаного з нею амплітудного значення вихідного струму Iвих.m.
де – Uкmі Ікmамплітудні значення колекторної напруги і колекторного струму відповідно. Для лінійних підсилювачів ці нерівності повинні виконуватися із запасом, щоб параметри транзистора можна було б вважати сталими навіть при максимальному сигналі. При цьому застосований транзистор повинен задовольняти наступні параметри:
Положення робочої точки в режимі спокою визначається призначенням підсилювача, режимом роботи, к.к.д., заданим коефіцієнтом підсилення, нелінійними спотвореннями і т.п. Якщо, вхідний сигнал симетричний, то робочу точку в режимі спокою вибирають на середині навантажувальної прямої для постійного струму. Вхідна динамічна характеристика для змінного струму є графіком залежності вхідного струму від вхідної напруги при наявності у вихідному колі опора навантаження. Отримати її можна перенесенням точок перетину вихідної динамічної характеристики для змінного струму із статичними на сімействі вхідних характеристик . Вхідна динамічна характеристика дозволяє визначити напругу, струм і потужність вхідного сигналу. На практиці переважно в якості вхідної динамічної характеристики використовують вхідну статичну характеристику (рис.1.17), яка знята при сталій напрузі між колектором і емітером, переважно при напрузі рівній Uке =5 В.
Рис.1.17. Вхідна динамічна характеристика каскаду 6.ПитаняКласи роботи підсилювального каскаду на транзисторі Ступінь нелінійних спотворень підсилюваних сигналів і к.к.д. підсилювального каскаду визначається вибором його робочого режиму (класу) роботи. В залежності від того, протягом якого часу, за час періоду вхідного сигналу, протікає струм у колекторному колі транзистора, розрізняють чотири основні режими (класи) роботи транзистора: А, АВ, В, С. Для оцінки режиму роботи транзистора вводять параметри, який називають кутом відсічки. Кутом відсічки називають половину тієї частини періоду сигналу протягом якої протікає струм через транзистор. Кут відсічки позначають літерою ? і виражають у кутових одиницях. В режимі класу А робоча точка не виходить за границі лінійної ділянки динамічної характеристики, а точка спокою переважно знаходиться на середині навантажувальної прямої для постійного струму. Це забезпечує мінімальні нелінійні спотворення підсилювача. Напруга зміщення в цьому режимі за абсолютним значенням завжди більша амплітудного значення вхідної напруги, а вхідний струм спокою завжди більший амплітудного значення змінної складової вхідного струму (рис.1.18). Отже в класі А струм у вихідному колі транзистора протікає протягом всього періоду напруги підсилюваного сигналу. Кут відсічки в класі А складає ?=180о =?. Цей клас роботи застосовується переважно в каскадах попереднього підсилення, а також в каскадах потужного підсилення незначної потужності. Основна перевага режиму А – мале значення коефіцієнту гармонік, а основний недолік – низьке значення к.к.д. каскаду, яке переважно не перевищує (20-30)%.
Рис.1.18. Вибір робочої точки на вхідній характеристиці транзистора в класі А У випадку низького рівня сигналу, коли вибір робочої точки некритичний з огляду на максимально допустимі параметри транзистора, необхідно враховувати залежність параметрів від режиму роботи транзистора. Значення напруги і струму транзистора в режимі спокою необхідно вибирати в залежності від конкретного застосування підсилювального каскаду. При різних режимах каскаду за постійним струмом змінюються значення параметрів транзистора, зокрема: коефіцієнти підсилення за струмом–(? або ?); ємність колекторного переходу –Ск; гранична частота підсилення транзистора за струмом – (f?абоf?); коефіцієнт шуму транзистора–F. В багатьох випадках необхідно орієнтуватися на типовий режим транзистора, який рекомендується довідковою літературою, але в ряді випадків відхід від рекомендованого режиму не тільки допустимий, але й необхідний. В режимі класу В напруга зміщення вибирають таким чином, щоб точка спокою Р знаходилася на самому початку динамічної характеристики для постійного струму. При наявності вхідного сигналу стум у вихідному колі існує протягом половини періоду вхідного сигналу. В транзисторних підсилювальних каскадах транзистор відкритий тільки протягом половини періоду вхідного сигналу (рис.1.19), тому в класі В кут відсічки складає , а робоча точка в режимі спокою вибирається при малих значеннях колекторного струму близьких до Ік0.
Рис.1.19. Вибір робочої точки на вхідній характеристиці транзистора в класі В Основна перевага класу В – це мале споживання енергії від джерела живлення і високий, у порівнянні з класом А, к.к.д., який досягає (60-70)%. Недолік такого класу – великий рівень нелінійних спотворень і переважно застосовується в двотактних схемах підсилення потужності. Клас АВ – займає проміжне положення між класами А і В. Струм в колі колектора транзистора протікає протягом часу більшого за половину періоду. Кут відсічки в класі АВ знаходиться в межах . Цей клас роботи більш економічний ніж клас А і має менші нелінійні спотворення ніж в класі В. Застосовується в двотактних підсилювачах потужності, коли необхідно поєднати низький рівень нелінійних спотворень з високим значенням к.к.д.
Рис.1.20. Вибір робочої точки на вхідній характеристиці транзистора в класі АВ При роботі підсилювального каскаду в режимі класу С напруга зміщення вибирають такого значення, при якому точка спокою знаходиться лівіше початку вхідної динамічної характеристики транзистора (рис.1.21). В цьому випадку струм спокою вхідного кола транзистора дорівнює нулю. В цьому режимі струм у вихідному колі підсилювального елемента протікає протягом часу меншого за половину періоду вхідного сигналу. Кут відсічки в класі С знаходиться в межах . В класі С точка спокою знаходиться в режимі відсічки.
Рис.1.21. Вибір робочої точки на вхідній характеристиці транзистора в класі С Цей режим більш економічний ніж в класі В, к.к.д. досягає 85% і застосовується в потужних резонансних підсилювачах потужності де навантаженням є резонансний -контур, який налагоджений на частоту вхідного сигналу. Такий характер навантаження дозволяє значно зменшити рівень нелінійних спотворень вихідного сигналу, який в цьому випадку більший ніж в класі В. 7.ПитаняПодача зміщення у вхідні кола транзисторіві стабілізація точки спокою Підсилювальний каскад зберігає працездатність і забезпечує необхідні вимоги, якщо струм в колі колектора при відсутності сигналу (струм спокою колектора) не виходить за певні межі при зміні температури, старінні елементів підсилювача та їх заміні. Зменшення струму спокою викликає зменшення струму, напруги і потужності сигналу на виході каскаду, зменшенню коефіцієнта підсилення, збільшенню нелінійних спотворень. Збільшення струму спокою збільшує споживану потужність, зменшує к.к.д. каскаду, викликає перегрів підсилювальних елементів та інших деталей, а деколи приводить до виходу їх з ладу. Збільшення струму спокою відносно мінімального значення в режимі А переважно допускають в (1,2 ÷ 1,3) разів в каскадах потужного підсилення і не більш як (1,3 ÷ 1,5) разів в малопотужних каскадах попереднього підсилення. Основними причинами зміни струму спокою каскаду при заміні біполярного транзистора або змінні температури є: зміна коефіцієнта підсилення струму транзистора при зміні температури - ; зміна некерованого струму колектора транзистора для кремнієвих транзисторів і для германієвих транзисторів; температурне зміщення вхідної характеристики транзистора . Для встановлення необхідного положення робочої точки (необхідного значення струму спокою колектора) у вхідне коло транзистора необхідно подати напругу зміщення, полярність і значення якої залежить від типу провідності транзистора і положення його робочої точки. Найпростіший спосіб подачі зміщення на біполярний транзистор є : зміщення фіксованим струмом бази; фіксованою напругою бази; фіксованим струмом емітера. При зміщені фіксованим струмом бази (рис.1.22) напруга зміщення між базою і емітером створюється струмом зміщення бази, який проходить через опір переходу база-емітер, такий спосіб зміщення придатний лише для каскадів, які працюють в режимі А. Оскільки опір резистора в колі бази набагато більший за опір переходу база-емітер транзистора для постійного струму, то значення струму бази транзистора в стані спокою визначається напругою колекторного живлення і опором базового резистора і залишається практично незмінним при зміні температури, старінні та заміні транзистора, тому такий спосіб подачі зміщення і називають зміщенням фіксованим струмом бази. Опір резистора в колі бази буде дорівнювати
де Ек - напруга колекторного живлення каскаду; - напруга зміщення база-емітер, яка визначається положенням робочої точки в режимі спокою на вхідній характеристиці транзистора; - статичний коефіцієнт підсилення транзистора в схемі з спільною базою; Ік0 - некерований початковий струм колектора транзистора; І0к, І0е - струми спокою колектора і емітера відповідно.
Рис.1.22. Схема зміщення фіксованим струмом бази Зміщення фіксованим струмом бази деколи застосовується в схемах, які працюють в лабораторних умовах, коли зміна температури оточуючого середовища знаходиться в межах , і допускається підбір значення резистора . Така схема зміщення не застосовується в підсилювальній апаратурі, яка призначена для серійного виробництва. Схема подання зміщення фіксованою напругою бази зображена на рис.1.23 і використовується для каскадів, які працюють в режимі А і В, але вона менш економічна, оскільки додатково виділяється потужність на резисторах базового подільника напруги. Резистори подільника напруги повинні мати менший опір для постійного струму від ділянки база-емітер транзистора, в цьому випадку напруга зміщення буде залишатися практично незмінною при зміні напруги і старінні транзистора. Значення опорів подільника напруги розраховуються за такими виразами
де – струм спокою бази транзистора; ІП – струм базового подільника напруги, який в залежності від значення струму спокою бази складає .
Рис.1.23. Схема зміщення транзистора фіксованою напругою база-емітер При зміщенні фіксованою напругою база-емітер заміна транзистора і зміна температури набагато менше змінюють струм спокою колектора транзистора. Схема з фіксованою напругою бази задовільно підтримує стабільність положення робочої точки в діапазоні температур оточуючого середовища , а також мало критична при заміні транзистора особливо при низькоомному подільнику напруги, оскільки в цьому випадку відносно великі зміни базового струму будуть викликати незначні зміни напруги на базі транзистора.
Рис.1.24. Схема зміщення транзистора фіксованим струмом емітера Стабілізація струму спокою підсилювального каскаду на транзисторі Основні методи стабілізації положення робочої точки транзисторного: 1.Термостатування схеми каскаду або окремих його елементів. 2.Термостабілізація за рахунок введення від’ємного зворотного зв’язку. 3.Термостабілізація за рахунок застосування нелінійних термозалежних елементів. Ефективність термостабілізації оцінюють коефіцієнтом температурної нестабільності колекторного струму де – повна зміна струму спокою колектора в схемі з термостабілізацією; – приріст струму спокою колектора за рахунок дестабілізуючих факторів у схемі з ідеальною термостабілізацією, коли . Для забезпечення працездатності підсилювальних каскадів, які працюють в класі А, при зміні температури, старінні і зміні параметрів транзисторів і радіоелементів застосовується стабілізація робочої точки за рахунок введення від’ємного зворотного зв’язку за струмом. 8. . Термокомпенсація робочої точки транзисторного каскаду Термокомпенсація передбачає застосування нелінійних елементів, параметри яких залежить від температури. Необхідна стабільність робочої точки досягається без великих затрат електричної енергії в колах стабілізації. В якості нелінійного термочутливого елемента переважно застосовують термістори або переходи напівпровідникових діодів і транзисторів. Найпростіша схема термокомпенсації наведена на рис.1.29, в якій один з резисторів базового подільника напруги замінений термістором з від’ємним знаком температурного коефіцієнта опору, значення якого приблизно складає . З підвищенням температури опір термістора зменшується, тому зменшується спад напруги на ньому і зменшується напруга між базою та емітером транзистора, внаслідок чого струм бази також зменшується, а струм колектора залишається незмінним. Необхідну залежність термочутливого елемента отримують комбінуючи з’єднання лінійних резисторів з терморезистором. Деколи ці резистори можуть бути змінними (рис.1.30). В розглянутих схемах термокомпенсація змінює режим каскаду за змінним струмом. При зростанні температури вхідних опір цих каскадів зменшується. Цей недолік усунений в схемі, де опір термістора ввімкнений в коло емітера (рис.1.31). Рис.1.29. Схема термокомпенсації транзисторного каскаду за допомогою термістора.
Рис.1.30. Схема термокомпенсації з регульованою залежністю термокомпенсуючого елемента
Рис.1.31. Схема термокомпенсації каскаду з незмінним вхідним опором Терморезистори мають неоднаковий з транзисторами температурний коефіцієнт опору і неоднакову температурну інерційність. Кращі результати термокомпенсації можна отримати застосовуючи переходи площинних діодів, оскільки їх температурні коефіцієнти напруги (ТКН) за знаком і значенням практично збігаються з ТКН переходу база-емітер транзистора (рис.1.32). Можна також підібрати діод в якого, в заданому температурному діапазоні, приріст зворотного струму збігається з приростом теплового струму транзистора . Використовуючи ці властивості діодів можна побудувати надійну і ефективну схему термокомпенсації транзисторного каскаду (рис.1.33).
Рис.1.32. Схема термокомпенсації зсуву вхідної характеристики транзистора за допомогою переходу напівпровідникового діода
Рис.1.33. Схема термокомпенсації каскаду, в якій компенсується вплив зсуву вхідної характеристики і некерованого струму транзистора Діод призначений для компенсації температурного зсуву вхідної характеристики транзистора, а діод забезпечує компенсацію некерованого (теплового) струму колектора Ік0 транзистора, оскільки його зворотний струм протікає в протилежному напрямку до Ік0. У випадку коли , то вплив некерованого струму колектора транзистора усувається. Загальний недолік методу термокомпенсації полягає в тому, що при заміні термокомпенсуючого елемента порушується режим термокомпенсації. 9.Питаня В каскадах на біполярних транзисторах найбільш розповсюдженою і ефективною є схема емітерної стабілізації, варіант якої зображений на рис.4.
Рис.1.25. Схема емітерної стабілізації каскаду в схемі з спільним емітером Така схема може забезпечити працездатність каскаду при зміні температури на , в ній стабілізація здійснюється напругою від’ємного зворотного зв’язку за постійною напругою, яка знімається з емітерного резистора . При зростанні струму спокою колектора збільшується спад напруги на резисторі , що викликає зменшення напруги зміщення між базою і емітером і зменшення струму колектора транзистора. В результаті зростання колекторного струму транзистора значно зменшується. стабілізуюча дія емітерної стабілізації підсилюється зі збільшенням значення опору емітерного резистора і зменшення опору базового подільника напруги . Спад напруги на емітерному резисторі для потужних каскадів підсилення переважно вибирають з умови , а для каскадів попереднього підсилення . Струм базового подільника для потужних каскадів підсилення переважно вибирають з умови , а для каскадів попереднього підсилення – . Для запобігання зменшення коефіцієнта підсилення за рахунок введення його шунтують конденсатором Се, який має велику ємність і усуває від’ємний зворотний зв’язок для частот корисного сигналу і дії тільки для постійного струму. Значення опорів базового подільника розраховують з умови
Коефіцієнт температурної нестабільності каскаду з емітерною стабілізацією
Емітерна стабілізація ефективно діє як при великих, так і при малих значеннях опору навантаження каскаду для постійного струму і тому вона придатна для будь якої схеми підсилювального каскаду. 10.Питаня Застосовується також колекторна стабілізація робочої точки транзисторних каскадів, варіант такої схеми наведений на рис.1.26.
Рис.1.26. Схема колекторної стабілізації каскаду в схемі з спільним емітером Стабілізація режиму каскаду здійснюється за рахунок від’ємного зворотного зв’язку за напругою, яка знімається з колектора транзистора. Якщо струм спокою транзистора зростає, то збільшується спад напруги на резисторі і зменшується напруга на резисторі , що викликає зменшення зростання колекторного струму. При зменшенні струму спокою колектора описаний процес автоматичного регулювання струму через транзистор відбувається зворотним чином. Значення базового резистора визначається наступним виразом . Коефіцієнт температурної нестабільності каскаду з колекторною стабілізацією
Колекторна стабілізація простіша і більш економічна ніж емітерна, але зберігає працездатність каскаду лише при великому спаді напруги живлення на колекторному резисторі . Спад напруги на колекторному резисторі повинен задовольняти наступну умову , що можливо тільки в резистивних каскадах. Така схема може забезпечити працездатність каскаду при зміні температури оточуючого середовища в межах . Колекторна стабілізація значно зменшує коефіцієнт підсилення каскаду і його вхідний опір. Для усунення цього недоліку базовий резистор ділять на дві приблизно рівні частини – і , а між точкою їх з’єднання вмикають фільтруючий конденсатор Сфвеликої ємності, який усуває від’ємний зворотний зв’язок для змінного струму (рис.1.27).
Рис.1.27. Схема колекторної стабілізації каскадубез зменшення коефіцієнта підсилення за напругою Для отримання більш високої температурної стабільності застосовується стабілізація режиму транзисторного каскаду за допомогою комбінованого зворотного зв’язку. Схема стабілізації режиму каскаду за допомогою комбінованого зворотного зв’язку для транзистора в схемі з спільним емітером наведена на рис.7.
де – а .
Рис.1.28. Стабілізація режиму транзисторного каскаду за допомогою комбінованого зворотного зв’язку 11. і 12.Питаня . Термокомпенсація робочої точки транзисторного каскаду Термокомпенсація передбачає застосування нелінійних елементів, параметри яких залежить від температури. Необхідна стабільність робочої точки досягається без великих затрат електричної енергії в колах стабілізації. В якості нелінійного термочутливого елемента переважно застосовують термістори або переходи напівпровідникових діодів і транзисторів. Найпростіша схема термокомпенсації наведена на рис.1.29, в якій один з резисторів базового подільника напруги замінений термістором з від’ємним знаком температурного коефіцієнта опору, значення якого приблизно складає . З підвищенням температури опір термістора зменшується, тому зменшується спад напруги на ньому і зменшується напруга між базою та емітером транзистора, внаслідок чого струм бази також зменшується, а струм колектора залишається незмінним. Необхідну залежність термочутливого елемента отримують комбінуючи з’єднання лінійних резисторів з терморезистором. Деколи ці резистори можуть бути змінними (рис.1.30). В розглянутих схемах термокомпенсація змінює режим каскаду за змінним струмом. При зростанні температури вхідних опір цих каскадів зменшується. Цей недолік усунений в схемі, де опір термістора ввімкнений в коло емітера (рис.1.31).
Рис.1.29. Схема термокомпенсації транзисторного каскаду за допомогою термістора.
Рис.1.30. Схема термокомпенсації з регульованою залежністю термокомпенсуючого елемента
Рис.1.31. Схема термокомпенсації каскаду з незмінним вхідним опором Терморезистори мають неоднаковий з транзисторами температурний коефіцієнт опору і неоднакову температурну інерційність. Кращі результати термокомпенсації можна отримати застосовуючи переходи площинних діодів, оскільки їх температурні коефіцієнти напруги (ТКН) за знаком і значенням практично збігаються з ТКН переходу база-емітер транзистора (рис.1.32). Можна також підібрати діод в якого, в заданому температурному діапазоні, приріст зворотного струму збігається з приростом теплового струму транзистора . Використовуючи ці властивості діодів можна побудувати надійну і ефективну схему термокомпенсації транзисторного каскаду (рис.1.33).
Рис.1.32. Схема термокомпенсації зсуву вхідної характеристики транзистора за допомогою переходу напівпровідникового діода
Рис.1.33. Схема термокомпенсації каскаду, в якій компенсується вплив зсуву вхідної характеристики і некерованого струму транзистора Діод призначений для компенсації температурного зсуву вхідної характеристики транзистора, а діод забезпечує компенсацію некерованого (теплового) струму колектора Ік0 транзистора, оскільки його зворотний струм протікає в протилежному напрямку до Ік0. У випадку коли , то вплив некерованого струму колектора транзистора усувається. Загальний недолік методу термокомпенсації полягає в тому, що при заміні термокомпенсуючого елемента порушується режим термокомпенсації. 13.Питаня Резистивний підсилювальний каскад в схемі з спільним емітером Типова схема резистивного каскаду підсилення в схемі з спільним емітером наведена на рис.1.34.
Рис. 1.34. Схема підсилювального каскаду на транзисторі в схемі з спільним емітером Підсилювальний каскад скл=-ся:з транзистора з опором в колі колектора; кола напруги зміщення (подільник напруги на резисторах R1 і R2); кола температурної стабілізації положення робочої точки (резистор Rе, який зашунтований конденсатором Се),розділювальних конденсаторів Ср1 і Ср2 . Джерело підсинюваного сигналу під’єднане через розділювальний конденсатор Ср1для усунення постійної складової струму через джерело сигналу під дією постійного базового зміщення . Опір зовнішнього навантаження від’єднується до виходу підсилювача також через розділювальний конденсатор Ср2. В цьому випадку через навантаження на протікає постійна складова струму за рахунок дії постійної напруги на колекторі транзистора . Розглядаючи роботу підсилювального каскаду в області середніх частот, вважають несуттєвими опори розділювальних конденсаторів Ср1 і Ср2. В цьому випадку опір навантаження колекторного кола для змінного струму Rкнвизначається виразом . Процес підсилення синусоїдального сигналу з використанням динамічних характеристик графічно зображений на рис.2. Напруга вхідного сигналу з амплітудою синфазно змінює значення струму бази транзистора. Ці зміни базового струму викликають в колекторному колі пропорційну зміну струму колектору і напруги на колекторі. Очевидно, що додатна півхвиля вхідної напруги викликає збільшення струму бази і колектору. Зокрема за рахунок останнього збільшується спад напруги на резисторі і потенціал колектору зменшується за абсолютним значенням. Отже, разом з підсиленням відбувається зсув фази синусоїдальної напруги на 1800, тобто вхідна і вихідна напруги знаходяться в протилежних фазах. Графоаналітичний розрахунок динамічних параметрів можна виконати за відповідними виразами ( ). Для визначення динамічних параметрів схеми підсилювального каскаду аналітичним методом необхідно використовувати еквівалентну схему для мало сигнальних параметрів рис.1.35.
Рис.1.35. Схема заміщення підсилювального каскаду на транзисторі в схемі з спільним емітером Записуємо вираз для вхідної напруги каскаду , де - повний опір бази; де - об’ємний опір бази. Для германієвих транзисторів а для кремнієвих транзисторів ; де - дифузійний опір бази , де - температурний потенціал, для Тос=20оС він складає ; де - дифузійний опір емітера . Стум емітера складається , струм колектора визначаємо використовуючи параметри схеми заміщення
тоді струму емітера буде дорівнювати . Підставляємо значення струму емітера у вираз для вхідної напруги і отримуємо
Визначаємо вхідний опір схеми для змінного струму
Повний вхідний опір з врахуванням впливу базового подільника напруги буде дорівнювати
де Rб – еквівалентний опір базового подільника напруги . У випадку, коли резистор в колі емітера не зашунтований конденсатором Се вхідний опір каскаду буде описуватися наступним виразом
Коефіцієнт підсилення за напругою без врахування опору джерела сигналу буде складати
У випадку, коли необхідно враховувати опір джерела вхідного сигналу, для визначення коефіцієнта підсилення за напругою необхідно користуватися наступним виразом
При відсутності в схемі каскаду блокуючого конденсатора Се , який усуває від’ємний зворотний зв’язок за струмом у колі емітера транзистора, коефіцієнт підсилення за напругою буде зменшуватися і складає
Коефіцієнт підсилення за струмом буде залежати від коефіцієнта підсилення транзистора за струмом в схемі з спільним емітером ?, а також від коефіцієнтів узгодження каскаду з його вхідним і вихідним колами
Вихідний опір каскаду для змінного струму залежить від вихідного опору транзистора і колекторного опору каскаду Rк і буде складати.
14.Питаня Резистивний каскад підсилення на транзисторі в схемі з спільним колектором Принципова електрична схема підсилювального каскаду в схемі з спільним колектором наведена на рис.1.
Рис.1.36. Схема підсилювального каскаду на транзисторі в схемі з спільним колектором Розглядаючи роботу схеми в області середніх частот вважаємо, що опір розділювальних конденсаторів несуттєвий, тому еквівалентний опір навантаження змінному струму буде складати
де Re– опір емітерного навантаження постійному струму; Rн – опір зовнішнього навантаження каскаду. Вихідна напруга Uвих знімається з опору Rен і знаходиться в фазі з вхідною напругою Uвх, оскільки приріст від’ємного потенціалу викликає зменшення базового струму, а значить і емітерного струму. Це викликає приріст від’ємного потенціалу емітера. Крім цього вихідна напруга менша від вхідної на значення Uбе. Оскільки вхідна напруга розподіляється між ділянкою база-емітер і опором Rен.Оскільки опір ділянки база-емітер значно менший від Rен, тому і , то коефіцієнт підсилення за напругою незначно відрізняється від одиниці, але менший від неї. Отже, підсилювальний каскад в схемі з спільним колектором тільки повторює вхідну напругу, звідси і назва „емітерний повторювач”. Порівнюючи схему з каскадом підсилення з СЕ, можна зробити висновок, що емітерний повторювач можна розглядати як каскад в схемі з СЕ, в якого опір в колі емітера не зашунтований конденсатором. У цьому випадку вся напруга вихідного сигналу послідовно вводиться у вхідне коло, віднімається від напруги вхідного сигналу, оскільки напруги Uвхі Uвихсинфазні. Отже в схемі існує стовідсотковий послідовний від’ємний зворотний зв’язок за напругою. Такий зворотний зв’язок збільшує вхідний і зменшує вихідний опори підсилювача і зменшує коефіцієнт підсилення. Тому емітерні повторювачі використовуються, як елемент узгодження високоомних і низькоомних ланок. Еквівалентна схема заміщення підсилювального каскаду в схемі з спільним колектором наведена на рис.1.37.
Рис.1.37. Схема заміщення підсилювального каскаду в схемі з спільним колектором Вхідний опір емітерного повторювача
Аналізуючи вираз, можна зробити висновок, що в реальних схемах високий вхідний опір можна отримати при великому опорі навантаження для змінного струму і високоомному подільнику напруги. Вихідний опір емітерного повторювача малий і залежить від опору джерела вхідного сигналу
де Rзн – зовнішній опір вхідного кола каскаду . Повне значення вихідного опору з врахуванням паралельно ввімкненого резистора Re
Коефіцієнт підсилення підсилювального каскаду за напругою
Вихідна напруга відрізняється від вхідної на спад напруги на переході між базою і емітером транзистора і є завжди менша від вхідної. З врахуванням опору джерела сигналу і опору базового подільника напруги
Коефіцієнт підсилення каскаду за струмом
Враховуючи, що а де – еквівалентний опір джерела вхідного сигналу, Отримуємо остаточно вираз для коефіцієнта підсилення каскаду за струмом в схемі з спільним колектором Коефіцієнт підсилення каскаду за струмом зростає із збільшенням опору джерела сигналу Rг і зменшенням опору навантаженняRн. При і , коефіцієнт підсилення за струмом прямує до . 15.Питаня Резистивний каскад підсилення в схемі з спільною базою Каскад транзисторного підсилювача в схемі з спільною базою мають обмежене застосування в електронних пристроях. Електрична принципова схема каскаду в схемі з СБ наведена на рис.1.38.
Рис.1.38. Схема підсилювального каскаду на транзисторі в схемі з спільною базою Напруга зміщення подається в коло емітера за допомогою додаткового джерела -Ее, яке визначає значення струму емітера Іе0. Резистор Re, який ввімкнений паралельно вхідному опору каскаду і зменшує його значення. Вихідна напруга для цієї схеми збігається за фазою з вхідною. В цьому випадку приріст додатної напруги на емітері відносно бази викликає збільшення емітерного, а отже і колекторного струмів, що в свою чергу викликає зменшення додатного потенціалу колектора. Ці каскади мають кращі частотні властивості в порівнянні з каскадами в схемі з СЕ.
Рис.1.39. Схема заміщення підсилювального каскаду в схемі з спільною базою Виходячи з еквівалентної схеми заміщення каскаду (рис.1.39 ), вхідна напруга каскаду буде складати
Вхідний опір каскаду буде складати
Вхідний опір каскаду малий за значенням і переважно складає одиниці або десятки ом. Особливість вхідного опору в схемі з СБ полягає в тому, він носить індуктивний характер, оскільки зростає із збільшенням частоти. Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою визначається наступним виразом
де Rкн – еквівалентний опір навантаження каскаду, З врахуванням опору джерела сигналу коефіцієнт підсилення за напругою буде складати
Оскільки коефіцієнт підсилення за напругою в схемі з СБ в значній мірі залежить від еквівалентного опору навантаження каскаду, то каскад переважно працює на високоомне навантаження. Коефіцієнт підсилення каскаду за струмом
Вихідний опір каскаду в значній мірі визначається опором Rк і дорівнює
16.Питаня Частотні спотворення в підсилювачах з резистивно-ємнісним зв’язком Підсилювачі з резистивно-ємнісним зв’язком застосовуються найбільш часто, оскільки вони прості і компактні. Коефіцієнт підсилення за напругою і за струмом в області середніх частот залишаються сталими, і практично не залежить від частоти. Проаналізуємо частотні спотворення транзисторного каскаду попереднього підсилення в схемі з спільним емітером, який зображений на рис.1.40.
Рис.1.40. Схема каскаду попереднього підсилення в схемі з спільним емітером В області низьких частот починають впливати розділювальні конденсатори Ср1 і Ср2, а також конденсатор в колі емітера Се, спад напруги на якому зменшує значення коефіцієнта підсилення. Для змінної складової струму Ср1 і Ср2відіграють роль послідовних елементів подільника з частотно-залежним опором. Збільшення ж опору Се із зменшенням частоти викликає збільшення глибини послідовного від’ємного зворотного зв’язку за струмом, який зменшує підсилення, але одночасно збільшує вхідний опір. Якщо враховувати вплив тільки ємності конденсатора Ср2, то модуль коефіцієнта підсилення за напругою
де – стала часу вихідного кола; Rвих – вихідний опір каскаду підсилення; Rн.екв – еквівалентний опір навантаження каскаду. Коефіцієнт частотних спотворень, який визначається впливом Ср2 . Збільшення значення ємності Ср2 при заданому значенні коефіцієнта частотних спотворень Мн2викликає розширення смуги пропускання підсилювача в бік низьких частот. При заданому Мн2 для визначенні значення ємності Ср2 можна використати вираз Аналогічна дія і вхідного розділювального конденсатора Ср1 при умові, що , де – повний вхідний опір каскаду підсилення, Rг– опір джерела сигналу. Значення ємності вхідного розділювального конденсатора при заданому Мн1 визначаємо за допомогою виразу Коефіцієнт частотних спотворень за рахунок дії ємності Се
де – стала часу емітерного кола транзистора
Якщо заданий допустимий коефіцієнт частотних спотворень Мн.е, то значення ємності блокуючого конденсатора Се в колі емітера
Результуючий коефіцієнт частотних спотворень на низьких частотах, який враховує вплив конденсаторів Ср1, Ср2 і Се буде складати . Таким чином, зниження частотних спотворень в області низьких частот досягається збільшенням сталих часу вхідного, вихідного та емітерного кіл. Оскільки значення опорів, які входять у вирази для сталих часу переважно невеликі, то ємності конденсаторів, які розраховані згідно з розглянути виразів, для заданих значень Мн1, Мн2 і Мн.е досягають десятків і навіть сотень мікрофарад. За границями області середніх частот зменшення підсилення зумовлено зменшенням модуля коефіцієнта підсилення за струмом ?, а також за рахунок збільшення шунтуючого впливу ємності Ск.е, яка ввімкнена паралельно навантаженню. Коефіцієнт частотних спотворень на високій частоті Мв.? за рахунок зміни ? буде складати
де - стала часу, яка практично збігається з середнім часом життя неосновних носіїв в базі. Коефіцієнт частотних спотворень на високій частоті, які вноситься за рахунок ємності Ск.ебуде дорівнювати
де - стала часу розряду конденсатора Ск.е
Результуюче значення коефіцієнта частотних спотворень на верхній частоті буде складати
17.Питаня Підсилювальний каскад на польовому транзисторі з керуючим n-pпереходом Підсилювальні каскади на польових транзисторах мають високе значення вхідного опору, малий рівень шумів при високоомному джерелі вхідного сигналу і тому широко застосовуються в якості вхідних каскадів різноманітних вхідних пристроїв підсилювачів.
Рис.1.41.Схема підсилювального каскаду на польовому транзисторі з керуючим n-pпереходом Напруга зміщення на затворі транзистора забезпечується за рахунок струму спокою іс0, який протікає через резистор Rв. Ця напруга через резистор прикладається до затвору із закриваючою (від’ємною) полярністю. Змінюючи значення резистора можна змінювати напругу на затворі і значення струму в режимі спокою .
Рис.1.42. Вибір робочої точки на стоково-затворній характеристика транзистора При відомому значенні струму стоку в режимі спокою можна аналітично визначити значення напруги зміщення де – напруга відсічки польового транзистора; – максимальний струм стоку при нульовій напрузі на затворі. Значення резистора в колі витоку буде складати . Значення опору в колі затвору визначається з умови, щоб спад напруги на цьому резисторі, який зумовлений струмом затвору Із, був значно менший від .
При відомому амплітудному значенні вихідної напруги значення напруги стоку в режимі спокою буде складати
де Uсн– напруга насичення польового транзистора. Значення опору в колі стоку можна визначити за таким виразом
Напруга живлення кола стоку
Схема заміщення каскаду для змінного струму наведена на рис.2. Підсилювальні властивості підсилювального каскаду відображаються джерелом струму . Вихідна напруга каскаду дорівнює , де – еквівалентний опір навантаження каскаду, Ін – струм навантаження каскаду, .
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою
де rсв– внутрішній опір польового транзисторадля змінного струму. При наявності в колі витоку нешунтованого конденсатором резистора коефіцієнт підсилення за напругою зменшується в () разів і буде складати
Вихідний опір каскаду для змінного струму
Значення змінної складової вхідного струму каскаду
Вхідний опір має чисто ємнісний характер, а вхідна ємність складає . З цього виразу видно, значення вхідної ємності зростає при збільшенні коефіцієнта підсилення за напругою. Для отримання необхідної температурної стабільності, також при необхідності подавати більшу за напругу відсічки вхідну напругу, необхідно збільшувати значення резистора Rв. У цьому випадку для забезпечення необхідного значення струму стоку в режимі спокою , потрібно застосовувати вхідний подільник напруги на резисторах R1іR2. Схема такого підсилювального каскаду наведена на рис.1.44 .
Рис.1.43. Вибір робочої точки каскаду з подільником напруги на вході на стоково-затворній характеристиці транзистора В цій схемі напруга на затворі польового транзистора буде меншою від спаду напруги на резисторі Rв У цьому випадку значення опору резистора в колі витоку буде дорівнювати
Рис.1.44. Схема підсилювального каскаду на польовому транзисторі з вхідним подільником напруги 18.Питаня Каскад підсилення на польовому транзисторі в схемі з спільним стоком Схема підсилювального каскаду в схемі з спільним стоком (рис.1.45) має значно більший вхідний опір ніж схема з спільним витоком. Цю схему часто називають також витоковим повторювачем напруги, оскільки її коефіцієнт підсилення за напругою менший від одиниці. Схема заміщення каскаду наведена на рис.1.4 , згідно з якою значення вихідного струму буде складати , де – еквівалентний опір навантаження каскаду
Рис.1.45. Схема підсилювального каскаду на польовому транзисторі в схемі з спільним стоком Напруга між затвором і витоком транзистора дорівнює різниці між вхідною і вихідною напругами , тому можна записати
Значення вхідного опору залежить від значення Rв, також від крутизни польового транзистора S
Витоковий повторювач напруги не дозволяє отримувати таких низьких значень вихідного опору, як у емітерного повторювача напруги, але його вихідний опір не залежить від внутрішнього опору джерела вхідного сигналу. Польові транзистори мають меншу крутизну від біполярних транзисторів, тому деколи польові і біполярні транзистори вмикають послідовно, за так званою різновидністю схеми Дарлінгтона (рис.1.46). В цьому випадку результуюча крутизна буде складати
Рис.1.46. Різновидність схеми Дарлінгтона на польовому і біполярному транзисторах Значення змінної складової вхідного струму каскаду буде складати
Вхідний опір схеми має чисто ємнісний характер, а вхідна ємність складає
Основна перевага схеми витокового повторювача напруги – це велике значення вхідного опору і мала вхідна ємність. Вплив вхідної ємності різко зменшується, особливо коли коефіцієнт підсилення за напругою прямує до одиниці 19.Питаня Підсилювачі постійного струму Основна відмінність підсилювачів постійного струму (ППС) полягає в тому, що нижня границя їх смуги пропускання частоти дорівнює . ППС використовуються для підсилення постійних або повільно змінних електричних сигналів. При побудові багатокаскадних ППС переважно застосовують гальванічний зв’язок між каскадами. Оскільки в колах зв’язку ППС відсутні реактивні елементи, то через підсилювач одночасно може проходити корисний сигнал і сигнал перешкод. Цей сигнал може появитися на вході під дією різних дестабілізуючих факторів, наприклад зміни напруги джерела живлення, температури і т.п. Корисний сигнал і сигнал перешкоди можуть мати однаковий або близький характер зміни в часі. На виході підсилювача такі сигнали додаються і розрізнити їх неможливо, що створює хибне представлення про дійсний підсилений корисний сигнал. Непрогнозована зміна пруги на виході підсилювача, яка не пов’язана із зміною корисного вихідного сигналу, а зумовлена внутрішніми процесами в підсилювачі, називається дрейфом нуля ППС. Значення абсолютного дрейфу оцінюють за зміною рівня вихідної напруги дрейфу від мінімального до максимального значення при незмінному значенні корисного сигналу на виході. при Для якісної оцінки різних ППС за значенням дрейфу користуються поняттям зведеного дрейфу
де – коефіцієнт підсилення ППС за напругою. Основні способи зменшення дрейфу нуля ППС: 1.Стабілізація джерела живлення ППС. 2.Застосування від’ємного зворотного зв’язку. 3.Використання елементів з нелінійними залежностями параметрів від температури для температурної компенсації. 4.Схемотехнічні методи – застосування балансних компенсаційних схем. 5.Структурні методи – застосування ППС з перетворенням сигналу. Основні параметри ППС Коефіцієнт підсилення за напругою. Вхідний і вихідний опори. Динамічний діапазон сигналів. Верхня робоча частота. Зведений температурний дрейф вхідної напруги. Підсилювачі постійного струму поділяються на підсилювачі прямого підсилення і підсилювачі з модуляцією і демодуляцією сигналу. ППС прямого підсилення можуть бути одно і двотактними. ППС прямого підсилення називаються також паралельно-балансними або диференціальними. 20.Питаня Підсилювачі постійного струму з безпосередніми зв’язками В таких підсилювачах основна проблема – це погодження каскадів між собою за постійним струмом. Один з варіантів такої схеми наведений на рис.1.47.
Рис.1.47. Схема підсилювача постійного струму з безпосередніми зв’язками Найпростіший спосіб погодження каскадів між собою за постійним струмом – це збільшення емітерного опору наступного каскаду і відповідно зменшення опору колектора наступного каскаду. Такий спосіб найбільш простий, але вимагає певних умов. Приймаючи струми колекторів усіх транзисторів однаковими, можна отримати такі умови роботи підсилювача і . Ці умови повинні виконуватися поки Ці нерівності вказують на те, що коефіцієнти підсилення від каскаду до каскаду зменшуються. Більш раціонально збільшувати потенціал емітерів не шляхом збільшення струму через , а шляхом збільшення струму через ці опори за допомогою баластних резисторів або за допомогою додаткових напруг від окремих стабілітронів. Напруга живлення повинна бути достатньо велика для встановлення нормального режиму останнього каскаду
Недолік такої схеми полягає в тому, що навантаження не можна заземляти. Для такої схеми характерний достатньо великий дрейф, особливо великий вплив має дрейф першого каскаду, оскільки він підсилюється всіма наступними каскадами. При наявності парної кількості каскадів можлива компенсація дрейфу. 21.ПитаняДиференціальний каскад підсилювача постійного струму Колекторні резистори і транзистори утворюють міст, в одну діагональ якого ввімкнена напруга живлення, а в другу – опір навантаження. Схема повинна бути симетричною: , а параметри транзисторів повинні мати ідентичні параметри і повинні бути виготовленими з одного матеріалу. В режимі спокою через транзистори протікають однакові струми колекторів , які створюють однакові спади напруг на колекторних резисторах. Напруги на колекторах транзисторів будуть однакові , а вихідна напруга в цьому випадку буде складати . Висока стабільність вихідної напруги в режимі спокою зумовлена тим, що при зміні напруги джерела живлення або зміні температури потенціали колекторів обох транзисторів отримують однакові за знаком і значенням прирости, тому вихідна напруга залишається незмінною
Рис.1.48. Схема диференціального каскаду підсилювача постійного струму Вхідний сигнал подається або між базами або на одну базу при фіксованому потенціалі на другій базі транзистора, що викликає зміну базових і колекторних струмів транзисторів. Зміна колекторного струму викликає в свою чергу протилежні за знаком зміни потенціалів обох колекторів транзисторів В цьому випадку вихідна напруга буде дорівнювати
Емітерні струми обох транзисторів, які протікають через резистор Rе отримують однакові за значенням і протилежні за знаком прирости струму , тому сумарний емітерний струм залишається незмінний
Незмінність струму емітера свідчить про те, що в схемі відсутній від’ємний зворотний зв’язок за струмом, що не викликає зменшення коефіцієнта підсилення каскаду за напругою для корисного сигналу.Якщо джерело вхідного сигналу ввімкнене між базами вхідних транзисторів, то це приводить до того, що на обох базах появляються сигнали, які рівні і протилежні за знаком і . Наявність спільного емітерного резистора підвищує стабільність схеми за постійним струмом, оскільки зміна емітерних струмів буде мати однаковий знак, тому додатковий сумарний приріст постійної складової емітерного струму який викликаний дестабілізуючими факторами створює сигнал від’ємного зворотного зв’язку за струмом . Стабілізуюча дія резистора в колі емітера Rе тим вища чим більше його значення. Якщо вхідний сигнал подати на одну базу (несиметричний вхід), то при фіксованому потенціалі другої бази, вихідна напруга за модулем буде такою ж, як і в попередній схемі. Схема такого каскаду може бути використана тільки при малих значеннях вхідних сигналах, оскільки при великих від’ємних сигналах може бути більша ніж напруга другого транзистора, тому він закривається і переходить в область відсічки. Для розширення діапазону вхідних сигналів в коло емітерів обох транзисторів і вмикають резистори R0, що в свою чергу зменшує приріст напруги між базою і емітером транзисторів, але одночасно знижує коефіцієнт підсилення за напругою за рахунок появи в схемі від’ємного зворотного зв’язку за струмом для вхідного сигналу. Для балансування схеми застосують потенціометр між емітрами транзисторів Rбал, який дозволяє встановлювати нульову напругу на виході схеми підсилювача при нульовій напрузі на його вході.Диференціальний коефіцієнт підсилення за напругою в режимі холостого ходу буде визначатися таким виразом . Коефіцієнт підсилення за напругою синфазного сигналу . Коефіцієнт ослаблення синфазної складової сигналу
Вхідний диференціальний опір - це опір між двома входами диференціального каскаду підсилення, який залежить від емітерного струму транзисторів і переважно складає сотні кілоом.
Синфазний вхідний опір диференціального підсилювача постійного струму це вхідний опір між двома об’єднаними входами і спільною точкою схеми
Схема заміщення диференціального каскаду зображена на рис. Вхідний диференціальний опір підсилювача ввімкнений між двома входами – інветуючим (Вх.1) і неінвертуючим (Вх.2). В цій схемі паралельно кожному входу ввімкнений подвійний вхідний синфазний опір , тому джерело синфазного сигналу навантажується на опір . Підсилювальні властивості каскаду в цій схемі заміщення відображені генераторами струму і , а його вихідний опір буде складати . Для збільшення синфазного вхідного опору замість резистора в колі емітера застосовують генератор струму на біполярному транзисторі. Застосування розглянутої диференціальної схеми дозволяє значно зменшити значення зведеного температурного дрейфу до рівня 22.ПитаняЗворотні зв'язки в підсилювачах Крім кола прямої передачі енергії сигналу підсилювальний каскад може мати електричні кола по яких частина енергії корисного сигналу передається з виходу каскаду на його вхід або на вхід одного з попередніх каскадів. Це явище називається зворотним зв’язком. Зворотний зв'язок може бути загальним (рис.1.8.), який охоплює весь підсилювач і місцевим (рис.1.9.), який охоплює окремі каскади підсилювача. Замкнутий контур, який охоплює основне коло і коло зворотного зв’язку, яке охоплює підсилювач, називається петлею зворотного зв’язку.
Рис.1.8. Загальний зворотний зв'язок в підсилювачі
Рис.1.9. Місцевий зворотний зв'язок в підсилювачі В залежності від того, якій величині пропорційна напруга зворотного зв’язку , розрізняють зворотний зв'язок за напругою і за струмом. Якщо напруга зворотного зв’язку пропорційна вихідній напрузі на навантаженні , то такий зворотний зв'язок називається зворотним зв’язком за напругою (рис.1.10).
Рис.1.10. Зворотний зв'язок за напругою Якщо напруга зворотного зв’язку пропорційна струму в навантаженні , то це буде зворотний зв'язок за струмом (рис.1.11.).
Рис.1.11. Зворотний зв'язок за струмом Якщо напруга зворотного зв’язку пропорційна як напрузі, так і струму в навантаженні , то такий зворотний зв'язок називається комбінованим (рис.1.12.).
Рис.1.12. Комбінований зворотний зв’язок за напругою і за струмом За способом введення сигналу у вхідне коло підсилювача розрізняють паралельний і послідовний зв'язок. При послідовному зворотному зв’язку (рис.1.13) напруга зворотного зв’язку вводиться у вхідне коло послідовно з вхідною напругою і напруга сигналу на вході підсилювача буде складати .
Рис.1.13. Послідовний зворотний зв’язок у підсилювачах Якщо напруга зворотного зв’язку подається паралельно до вхідної напруги підсилювача (рис.1.14), то такий зворотний зв'язок називають паралельним зворотним зв’язком. У цьому випадку струм на вході підсилювача буде складати .
Рис.1.14. Паралельний зворотний зв’язок у підсилювачах У підсилювачах із змішаним зворотним зв’язком у вхідному колі підсилювача послідовно вмикаються: сигнал зворотного зв’язку пропорційний вихідній напрузі і паралельно сигнал зворотного зв’язку пропорційний вихідному струму. Основними характеристиками зворотного зв’язку є коефіцієнт зворотного зв’язку , . При схемній реалізації підсилювача і кола зворотного зв’язку можливий варіант, коли зворотний зв'язок здійснюється тільки для повільно змінної складової вихідного сигналу. У цьому випадку зворотний зв’язок здійснюється за постійним струмом. Коли сигнал зворотного струму пропорційний змінній складовій сигналу на виході підсилювача, то в цьому випадку зворотний зв'язок здійснюється за змінним струмом. Коли сигнал зворотного зв’язку пропорційний усьому вихідному сигналі, то в цьому випадку зворотний зв'язок буде за змінним і за постійним струмами. 23.Питаня Зворотний зв'язок має великий вплив практично на всі основні характеристики і параметри підсилювача і проявляється в зміні значення вхідного сигналу підсилювача.
?к і ??– фазові зсуви напруги сигналу підсилювача і ланки зворотного зв’язку відповідно
При ?к+??=? добуток буде складати , а вираз для коефіцієнта підсилення за напругою буде складати В цьому випадку напруга зворотного зв’язку надходить на вхід підсилювача в протилежній фазі з напругою вхідного сигналу і коефіцієнт підсилення зменшується в (1+?зз К) разів. Такий режим носить назву від’ємного зворотного зв’язку. Зменшення коефіцієнта підсилення супроводжується покращенням цілого ряду параметрів. Для отримання значення нестабільності коефіцієнта підсилення підсилювача охопленого від’ємним зворотним зв’язкомКзздиференціюємо основне рівняння по К і отримуємо
Перегруповуємо цей вираз і поділимо його на Кзз
Відносна зміна коефіцієнта підсилення з від’ємним зворотним зв’язком зменшується в разів. При глибокому від’ємному зворотному коли коефіцієнт підсилення самого підсилювача практично не залежить від коефіцієнта підсилення підсилювача неохопленого зворотним зв’язкомВизначаємо вплив від’ємного послідовного зв’язку на вхідний опір підсилювача. Вхідний опір підсилювача охопленого послідовним зворотним буде визначатися таким виразом, де–вхіднийструм підсилювача охопленого послідовним зворотним зв’язком, а Rвх – вхідний опір підсилювача без зворотного зв’язку. Вхідна напруга підсилювача може бути описана таким виразом . Підставляємо і у вираз для вхідного опору і отримуємо
Останній вираз показує, що послідовний від’ємний зв'язок збільшує вхідний опір підсилювача в разів. Досліджуємо вплив паралельного зворотного зв’язку на вхідний опір підсилювача
де–вхіднийструм підсилювача охопленого паралельним зворотним зв’язком, – напруга сигналу на вході підсилювача. Оскільки , то можна записати
деRвх – вхідний опір підсилювача без зворотного зв’язку. Використовуючи вирази для і для і отримуємо остаточно . Останній вираз показує, що паралельний від’ємний зв'язок зменшує вхідний опір в разів.Аналогічно можна показати, що від’ємний зворотний зв’язок за напругою зменшує вихідний опір підсилювача в разів Rвих – вихідний опір підсилювача без зворотного зв’язку. Вихідний опір підсилювача, який охоплений від’ємним зворотним зв’язком за струмом збільшується в разів
Введення від’ємного зворотного зв’язку дозволяє покращити ряд параметрів підсилювача. Зокрема від’ємний зворотний зв’язок зменшує в разів частотні, фазові і нелінійні спотворення, зменшує напруги шумів і завад. Коли фаза вхідної напруги підсилювача і напруги зворотного зв’язку збігаються, зворотний зв’язок називається додатним. У цьому випадку , а і коефіцієнт підсилення за напругою буде описуватися наступним виразом . При додатному зворотному зв’язку підсилювач зберігає працездатність якщо , в цьому випадку . У випадку, коли , то , то підсилювач втрачає стійкість (або самозбуджується) і перетворюється в генератор електричних коливань широкого спектру. Такий режим роботи підсилювача недопустимий. 24.Питаня Операційні підсилювачі Назва «операційний підсилювач» (ОП) пов’язана з тим, що перші модифікації таких підсилювачів були розроблені і застосовувались виключно для виконання математичних операцій в аналогових обчислювальних машинах. Спочатку це були дуже громіздкі і складні пристрої, побудовані на дискретних елементах (лампах, транзисторах). ОП знайшли широке застосування тільки в середині шістдесятих років, коли був налагоджений серійних випуск ОП в інтегральному виконанні. Ідеальний ОП – це підсилювач з диференціальними входами, який повинен мати наступні властивостями: нескінченний коефіцієнт підсилення за напругою в нескінченно широкій смузі частот, зокрема амплітуда вихідного сигналу повинна залишатися сталою на будь-якій частоті; нескінченно великий вхідний і нульовий вихідний опори; рівність нулю вихідної напруги, при рівних напругах на входах. Крім того, підсилювач не повинен мати шумових і дрейфових похибок, що проявляються в заданому діапазоні температур протягом певного часу. На практиці ні одна з цих властивостей не може бути досягнена повністю, однак до них можна наблизитися з достатньою для практичного застосування точністю. Тому, можна говорити тільки в доступній степені наближення параметрів ОП до ідеальних параметрів. З перерахованих властивостей можна вивести два дуже суттєві правила аналізу схем ввімкнення ОП: входи ідеального ОП не споживають енергії від кола джерела сигналу; напруга керування між входами ідеального ОП для будь-якій схемі ввімкнення дорівнює нулю. В наш час ОП виконують, як правило, у вигляді монолітної інтегральної схеми і за своїми габаритами і вартістю практично не відрізняються від окремо взятого транзистора. За своїми параметрам ОП практично близький до ідеального підсилювача і у багатьох галузях електроніки ОП витісняють транзистори, як активні радіоелектронні елементи. Структурна схема ОП наведена на рис. і переважно складається з таких каскадів: ДП – диференціальний каскад підсилення з емітерним зв’язком, який переважно працює при малих струмах і має малий коефіцієнт підсилення за напругою . Значення колекторного струму складає десятки мкА, що дозволяє забезпечити високий вхідний опір, покращити дрейфові і шумові параметри ОП; ПН – каскад підсилення напруги, переважно виконаний також за диференціальною схемою і працює при більших струмах колектора (сотні мкА – одиниці мА), що забезпечує більше значення коефіцієнта підсилення за напругою ; ПА – каскад підсилення амплітуди сигналу, який одночасно забезпечує зсув потенціалів між каскадами; ЕП – емітерний повторювач, який здійснює погодження ОП з низькоомним навантаженням.
Рис.1.51. Структурна схема ОП 25.Питаня Операційні підсилювачі мають наступні основні параметри: Коефіцієнт підсилення за напругою (Кu0)для постійного струму без зворотного зв’язку. Це диференціальний коефіцієнт підсилення, значення якого переважно складає : (). Вхідна напруга зміщення нуля (Uзм.) – це найбільша небажана напруга, яка виникає в середині підсилювача і є причиною появи на виході ОП деякої напруги при нульовій напрузі на обох входах. Це напруга, яку потрібно прикласти до входів, щоб на виході встановити нульову напругу. Переважно значення вхідної напруги зміщення складає . Вхідний струм зміщення Івх. Струм на вході підсилювача, який необхідний для роботи транзисторів вхідного каскаду ОП. Для вхідних каскадів, які виконані на біполярних транзисторах переважно Різниця вхідних струмів (Івх. Різниця вхідних струмів зміщення вхідних транзисторів ОП. Виникає внаслідок нерівності коефіцієнтів підсилення за струмом (() вхідних транзисторів , значення різниці вхідних транзисторів знаходиться в діапазоні (одиниці ÷ сотні) нА Вхідний диференціальний опір (Rвх.д) – це опір підсилювача між двома входами ОП, який переважно складає (сотні кОм ÷ одиниці МОм). Вхідний синфазний опір – це опір між об’єднаними входами і „землею”. Вхідний синфазний опір переважно складає Вихідний опір (Rвих) – це внутрішній опір підсилювача, про який можна судити за зміною напруги на його виході при зміні навантаження. Зазвичай Rвих складає декілька сотень ом. Коефіцієнт послаблення синфазних вхідних сигналів (Кп.син). Характеризує здатність послаблювати сигнали, що прикладені до обох входів одночасно. Знаходиться в межах Кп.син=. Коефіцієнт впливу нестабільності джерела живлення на вхідну напругу зміщення (Квнж) показує зміну вхідної напруги зміщення при зміні напруги дж живлення (+Еж і –Еж) на 1В. Середній температурний дрейф: вхідного струму (Івх/(Т; різниці вхідних струмів (((Івх)/(Т, напругу зміщення (Uзм/(Т. Ці величини дорівнюють відношенням максимальних змін відповідних параметрів ОП до викликаних їх зміною температури зовнішнього середовища. Максимальна швидкість наростання вихідної напруги (Vmax). Максимальна швидкість зміни вихідної напруги при стрибкоподібній зміні вхідної напруги . Знаходиться в межах Вхідна ємність Свх. Ємність між вхідними виводами і землею. Струм споживанняІсп – це струм спокою, що споживається ОП в режимі спокою (без навантаження). Споживана потужність Рсп – це потужність (без навантаження), що розсіюється на ОП. Максимально допустимі параметри. Сюди відносяться такі параметри, як максимальна потужність, що розсіюється на ОП; максимальна напруга живлення; робочий діапазон температур зовнішнього середовища; максимальна різниця вхідних напруг; максимальна напруга синфазних вхідних сигналів. Перевищення цих параметрів викликає пошкодження ОП. На принципових електричних схемах ОП позначаються згідно рис.
Рис.1.52. Умовне позначення ОП W–диференціальні входи: інвертуючий (–) і неінвертуючий (+) (інвертуючий вхід часто позначаєтьсякружечком); m – вихідОП; FC1,FC2–входи частотної корекції; R1, R2–входи балансування або входи встановлення нуля на виході ОП; +U, –U–різнополярні напруги живлення ОП; 0V–спільна („земляна”) точка схеми ОП. 26.Питаня Частотні властивості ОП Малосигнальна частотна характеристика ОП (рис.1.53), яка відображає закон зменшення коефіцієнта підсилення ОП за напругою при зростанні частоти і має дві характерні точки. Значення частоти на якій Кu0 зменшується до рівня , ця частота називається частотою спряження (f1) і значення частоти на якій коефіцієнт підсилення за напругою стає рівним одиниці (або ), ця частота називається частотою зрізу ( fзр ).
Рис.1.53. Малосигнальна частотна характеристика ОП Коефіцієнт підсилення за напругою і частота на частотній характеристиці ОП відкладаються переважно в логарифмічному масштабі. 27.Питаня Апроксимована частотна характеристика ОП Для еквівалентної схеми заміщення одного каскаду підсилення (рис.1.54), яка є колом першого порядку коефіцієнт підсилення і фазовий зсув якого описуються такими виразами (1)
Рис.1.54. Схема заміщення одного резистивного каскаду підсилення ОП Логарифмуємо вираз для коефіцієнта підсилення за напругою від частоти (2)Розглянемо залежність коефіцієнта підсилення від частоти для різних частот При низьких частотах коли можна приблизно вважати (3)2.При частоті спряження . (4)3.На високих частотах . . (5)Зменшення коефіцієнта підсилення з частотою називається спадом частотної характеристики. Спад частотної характеристики виражається в децибелах на октаву або в децибелах на декаду. Це відповідає зміні коефіцієнта підсилення підсилювача в десять разів при зміні частоти в десять разів – 20 децибел на декаду (20 дб/дек), або зміна коефіцієнта підсилення в два рази при зміні частоти в два рази –6 децибел на октаву (6 дб/окт).
Рис.1.55. Апроксимована частотна і фазова характеристики одного резистивного транзисторного каскаду підсилення ОП Більшість ОП складається з двох або трьох каскаді, кожний з яких має спад частотної характеристики 20 дб/дек. Спад частотної характеристики багатокаскадного операційного підсилювача має більш складну форму. Щоб проаналізувати цю частотну характеристику використовують апроксимацію амплітудно-частотної характеристики прямолінійними відрізками. Такі характеристики, в яких представлена залежність десяткового логарифма коефіцієнта підсилення від десяткового логарифма частоти, ця апроксимована характеристика називається також діаграмою Боде. Розглянемо методику побудови апроксимованої частотної характеристики трикаскадного ОП. Частотні апроксимовані характеристики окремих каскадів (1, 2, 3) наведені на рис.1.56, а). Для побудови амплітудно-частотної апроксимованої характеристики всього підсилювача необхідно, на одному і тому ж малюнку накреслити частотні апроксимовані характеристики окремих каскадів і графічно їх додати. Отже на частотах менше ніж 1 кГц загальна частотна характеристика – це просто сума коефіцієнтів підсилення окремих каскадів в децибелах для постійного струму. В смузі частот від 1кГц до 10 кГц коефіцієнт підсилення каскаду 2 буде зменшуватися з швидкістю 20 дб/дек, в той самий час коефіцієнти підсилення 1 і 3 каскадів будуть залишатися сталими. Тому загальний коефіцієнт підсилення в цій смузі частот також буде спадати на 20 дб/дек. В смузі частот від 10 кГц до 100 кГц коефіцієнти підсилення каскадів 2 і 3 будуть спадати з швидкістю 20 дб/дек, а коефіцієнт підсилення 1 каскаду буде залишатися сталим на рівні 20 дб. Отже, в смузі частот від 10 кГц до 100 кГц загальний коефіцієнт підсилення буде спадати з швидкістю 40 дб/дек. В смузі частот від 100 кГц до частоти зрізу всього підсилювача всі три каскади мають швидкість спадання частотної характеристики 20 дб/дек, отже в цій смузі частот швидкість спадання всього трикаскадного підсилювача буде складати 60 дб/дек. Цей метод аналізу може бути використаний для будь якого багатокаскадного підсилювача, якщо відомі амплітудно-частотні характеристики його окремих каскадів. В багатокаскадному підсилювачі кожен каскад збільшує фазовий зсув, що приводить до збільшення сумарного фазового зсуву за фазою. Оскільки максимальний фазовий зсув для одного каскаду складає 90о на частоті зрізу, то максимальний фазовий зсув для трикаскадного підсилювача буде складати 270о. На рис.1.56 наведена апроксимована частотна характеристика рис.1.56, а), а також фазова характеристики трикаскадного операційного підсилювача рис.1.56, б). Однією з універсальних і простих характеристик швидкодії операційного підсилювача є його швидкість наростання вихідної напруги. Значення цього параметра можна визначити двома способами: коли на вхід підсилювача подається великий скачок вхідної напруги і вимірюється швидкістю наростання вихідної напруги; коли на вхід підсилювача подається надлишковий за амплітудою синусоїдальний сигнал підвищеної частоти і на виході замірюється швидкість наростання трикутних імпульсів.
Рис.1.57. Перехідна характеристика ОП – час вмикання ОП; – час наростання напруги на виході ОП; – час відновлення – це час протягом якого закінчується викид вихідної напруги ОП; – час протягом, якого вихідний сигнал ОП входить в потрібну зону похибки і вважається встановленим. Швидкість наростання вихідної напруги визначається, як максимальна швидкість зміни вихідної напруги . (6)Звичайно швидкість наростання визначають у вольтах на мікросекунду (В/мкс). Підсилювач не може миттєво відповісти на зміну вхідної напруги, оскільки має внутрішні ємності. Ці ємності необхідно встигнути зарядити, але швидкість їх заряду обмежена, тому обмежена і швидкість зміни вихідної напруги. Швидкість наростання відрізняється від частотних спотворень тим, що вони відносяться до підсилення сигналів низького рівня, в той час як швидкість наростання – це здатність підсилювача відпрацьовувати без спотворень сигнали великого рівня. Ця здатність залежить від частоти і від амплітудного значення вихідної напруги. Для синусоїдального сигналу миттєве значення напруги можна записати , де - амплітудне значення напруги сигналу на виході ОП. Диференціюємо це миттєве значення напруги і отримуємо . Нас цікавить значення цієї функції при проходженні сигналу через нуль при синусоїдальній його формі . В точці перетину нульового рівня сигналу з віссю абсцис виконується умова , отже для визначення максимальної швидкості наростання вихідної напруги можна отримати вираз (7)
Форма вихідної напруги на виході операційного підсилювача при подачі на хід ОП надлишкової за частотою напруги 28.Питаня ІНВЕРТУЮЧЕ ВВІМКНЕННЯ ОП Схема інвертуючого ввімкнення підсилювача наведена на рис.1.59. Для приблизного аналізу схеми скористаємося викладеними вище правилами. Якщо прийняти, що напруга між входами ОП в лінійному режимі наближається до нуля (правило 2), а потенціал неінвертуючого входу дорівнює нулю (цей вхід заземлений), то і потенціал інвертуючого входу (потенціал точки сумування струмів) приблизно дорівнює нулю. Якщо вхідний опір ОП Rвх достатньо великий, то можна вважати, що струм від джерела сигналу не відгалужується в ОП (правило 1).
Рис.1.59. Інвертуюче ввімкнення ОП З цього випливає, що весь струм сигналу може протікати тільки через резисторRзз, створюючи на ньому спад напруги (8) Спад напруги на резисторі Rзз практично дорівнює напрузі вихідного сигналу Uвих, оскільки потенціал точки сумування струмів практично дорівнює нулю. Таким чином . (9) Тоді, для коефіцієнта підсилення за напругою отримаємо наступний вираз (10)де(зз - коефіцієнт зворотного зв’язку (11)Якщо використати вираз для коефіцієнта підсилення ОП, який охоплений від’ємним послідовним зворотним . (12)Вхідний опір підсилювача при інвертуючому ввімкненні описується наступним виразом . (13)В першому наближенні можна вважати, що вхідний опір підсилювача в інвертуючому ввімкнені буде складати . (14)Вихідний опір інвертуючого підсилювача буде складати (15)тому при (16)деRвих - вихідний опір ОП. Опір R повинен бути вибраний таким чином, щоби не навантажувати джерело вхідної напруги Uc, а резистор Rзз також повинен бути достатньо великим, щоб не навантажувати операційний підсилювач. 29.Питаня НЕІНВЕРТУЮЧЕ ВВІМКНЕННЯ ОП Схема неінвертуючоговвімкнення ОП наведена на рис.10. В данійсхемінапругазворотногозв’язкувизначаєтьсяподільникомнапруги на резисторах R2 і R1. . (17) Рис.1.60. Неінвертуюче ввімкнення ОП Вважаючи, що ОП ідеальний, можемо отримати вираз для коефіцієнта підсилення за напругою рівний (18) Вхіднийопірнеінвертуючоговвімкнення ОП для джерела сигналу дуже великий і складає (19)Вихідний опір малий (20)Різновидністю неінвертуючого ввімкнення ОП є неінвертуючий повторювач напруги, схема якого приведена на рис.11. Так як в цій схемі (зз(( то Кu.зз =1. Точність встановлення одиничного підсилення визначається таким виразом
Рис.1.61. Неінвертуючий повторювач напруги на ОП (21)Наприклад, при Кu0 =20000 помилка встановлення Кu.зз =1 теоретично повинна бути рівна 5(10-3 %. Тому помилка відповідає різниці (Uвих – Uс ), тобто управляючій напрузі ОП. Вхідний опір неінвертуючого повторювача повинен досягати значення , (22)однак він обмежений синфазним вхідним опором Rвх.син. Вихідний опір неінвертуючогого повторювача наближається до нуля . (23)Неінвертуючий повторювач напруги застосовується для узгодження вхідного сигналу ОП, що подається від високоомного генератора, з низькоомним навантаження підсилювача. 30.Питаня Різновидністю неінвертуючого ввімкнення ОП є неінвертуючий повторювач напруги, схема якого приведена на рис.11. Так як в цій схемі (зз(( то Кu.зз =1. Точність встановлення одиничного підсилення визначається таким виразом
Рис.1.61. Неінвертуючий повторювач напруги на ОП (21)Наприклад, при Кu0 =20000 помилка встановлення Кu.зз =1 теоретично повинна бути рівна 5(10-3 %. Тому помилка відповідає різниці (Uвих – Uс ), тобто управляючій напрузі ОП. Вхідний опір неінвертуючого повторювача повинен досягати значення , (22)однак він обмежений синфазним вхідним опором Rвх.син. Вихідний опір неінвертуючогого повторювача наближається до нуля . (23)Неінвертуючий повторювач напруги застосовується для узгодження вхідного сигналу ОП, що подається від високоомного генератора, з низькоомним навантаження підсилювача
