Національний університет “Львівська політехніка”

ЛОЗИНСЬКИЙ	ВАСИЛЬ	ІВАНОВИЧ 

УДК 621.376.57+621.391.172

УЗГОДЖЕНА ЦИФРОВА ФІЛЬТРАЦІЯ ШИРОКОСМУГОВИХ ТА КОДОВИХ СИГНАЛІВ В ЧАСОВІЙ ОБЛАСТІ З ВИКОРИСТАННЯМ РІЗНИЦЬ

Спеціальність 05.13.05 — Елементи та пристрої обчислювальної
техніки та систем керування

Автореферат
дисертації на здобуття наукового ступеня 
кандидата технічних наук

Львів – 2007

Дисертацією є рукопис. 
Робота виконана у Національному університеті “Львівська політехніка” Міністерства освіти і науки України

Науковий керівник
	доктор технічних наук, професор
Рожанківський Ігор Володимирович,
професор кафедри "Автоматизація та комплексна механізація машинобудівної промисловості" Національного університету “Львівська політехніка”	

Офіційні опоненти	доктор технічних наук, професор
Самотий Володимир Васильович,
професор кафедри "Комп’ютеризовані системи автоматики"
Національного університету “Львівська політехніка”.
кандидат технічних наук, доцент, старший науковий співробітник
Яворський Богдан Іванович,
завідувач кафедри "Біотехнічні системи" Тернопільського державного технічного університету імені Івана Пулюя.	

Провідна установа	Вінницький державний політехнічний університет	

Захист відбудеться “22” червня 2007 року о 16 годині на засіданні спеціалізованої вченої ради Д 35.052.08 в Національному університеті “Львівська політехніка” (79013, м. Львів-13, вул. С. Бандери, 12, ауд. 226 головного корпусу).

З дисертацією можна ознайомитись у науково-технічній бібліотеці Національного університету “Львівська політехніка” (79013, Львів, вул. Професорська, 1).

Автореферат розісланий 	“__” _______ 2007 р.	
	
Вчений секретар спеціалізованої
вченої ради, д.т.н., проф.		
 Луцик Я. Т.	

ЗАГАЛЬНА ХАРАКТЕРИСТИКА РОБОТИ
Актуальність теми. Узгоджена фільтрація (УФ) є ефективним засобом для виявлення різноманітних сигналів, зокрема шумоподібних, на фоні завад. Вона найчастіше використовується в системах керування автоматизованим виробництвом, роботизованому виробництві та телекомунікації для синхронізації інформаційних потоків. Тому модернізація відомих та розроблення нових ефективних методів та засобів УФ, зокрема цифрової, набуває важливого значення та сприяє прогресу в науці і техніці. Цифрова узгоджена фільтрація (ЦУФ) вимагає великого числа математичних операцій для обчислення згортки сигналу і імпульсної характеристики (ІХ) фільтра. Різницеві методи ЦУФ кодових та широкосмугових сигналів дають можливість зменшити розрядність даних і тим самим значно спростити та здешевити апаратурні реалізації фільтрів та збільшити їх швидкодію.
Цифрову фільтрацію можна здійснювати як в часовій, так і в частотній областях. Цифрова узгоджена фільтрація в часовій області є швидшою і точнішою, однак методи вибору параметрів сигналу, аналого-цифрового перетворювача та фільтра для досягнення максимального співвідношення сигнал/шум, зокрема, коли застосовуються різницеві методи, на сьогоднішній день розроблені ще не достатньо.
У зв'язку з цим розроблення методів, алгоритмів та засобів ЦУФ широкосмугових та кодових сигналів в часовій області з використанням різниць є актуальною науковою задачею.
Зв’язок роботи з науковими програмами, планами, темами. Дослідження, подані у дисертаційній роботі, проведені у рамках співпраці між Національним Університетом “Львівська політехніка” (кафедра АКМ, ІІМТ) та АТР (Інститут телекомунікацій), Бидгощ, Польща, затвердженою Порозумінням про наукове та дидактичне співробітництво між ДУ “Львівська політехніка” та АТР від 31.09.1995р. за № 70-01-179.
Дисертаційна робота виконана у рамках наукового напрямку, яким займається кафедра АКМ, а саме – автоматизація виробничих процесів та автоматизація досліджень.
Мета і задачі дослідження. Метою роботи є розроблення різницевих методів і засобів узгодженої цифрової фільтрації широкосмугових та кодових сигналів в часовій області, які дають можливість підвищити співвідношення сигнал/шум на виході фільтрів та скоротити число математичних операцій спеціалізованих процесорів при апаратурній реалізації таких фільтрів.
Задачі дослідження:
1. Дослідження узгодженої цифрової фільтрації частотно-модульованих сигналів в часовій області на основі модифікованої диференційної імпульсно-кодової модуляції.
2. Обґрунтування алгоритму та створення програмного забезпечення для дослідження методу передачі та виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі знакової дельта-модуляції (ДМ).
3. Вироблення рекомендацій щодо вибору параметрів оцифрованих сигналів, кодерів та фільтрів для одержання максимального SNR на виході цифрового узгодженого фільтра.
4. Визначення особливостей застосування додаткових нелінійних операцій при обчисленні згортки для підвищення співвідношення сигнал/шум на виході цифрового узгодженого фільтра.
5. Розроблення принципів побудови ефективних структур спецпроцесорів для цифрової узгодженої фільтрації широкосмугових та кодових сигналів в часовій області з використанням знакової ДМ та модифікованої диференційної імпульсно-кодової модуляції.
Об’єкт дослідження - цифрова узгоджена фільтрація у часовій області.
Предмет дослідження - різницеві методи та алгоритми цифрової узгодженої фільтрації широкосмугових та кодових сигналів у часовій області.
Методи досліджень. Методи дискретної математики для побудови алгоритмів різницевої узгодженої фільтрації, статистичні методи для порівняльних оцінок різних алгоритмів узгодженої фільтрації, елементи структурного та об’єктного програмування для програмної реалізації та комп’ютерного моделювання розроблених моделей.
Наукова новизна одержаних результатів: 
1.	Розроблено новий метод та математичну модель різницевої цифрової узгодженої фільтрації частотно-модульованих сигналів в часовій області, що дає можливість здійснювати узгоджену фільтрацію у комбінованому форматі модифікованої ДІКМ-ІКМ без перевантаження різницевого кодера на початкових та кінцевих ділянках імпульсної характеристики, а також замінити операції множення на операції зсуву;
2.	Запропоновано новий метод передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі знакової дельта-модуляції, який дає можливість звузити частотний спектр і амплітудний діапазон синхросигналу при передачі його в суміші з аналоговими інформаційними сигналами;
3.	Вперше застосовано підходи до підвищення співвідношення сигнал/шум на виході цифрового узгодженого фільтра шляхом здійснення додаткових нелінійних операцій при обчисленні згортки;
4.	Запропоновано ефективні структури, в основу роботи яких покладено розроблені метод різницевої цифрової узгодженої фільтрації частотно-модульованих сигналів в часовій області на базі модифікованої ДІКМ та метод передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей із застосуванням знакової ДМ.
Практичне значення одержаних результатів. Отримані результати відкрили шлях до створення ефективної цифрової апаратури для узгодженої фільтрації широкосмугових та кодових сигналів в часовій області з використанням різниць, закодованих за допомогою модифікованої диференційної ІКМ та знакової дельта-модуляції. Вони дають можливість розвивати існуючі та ставити нові задачі, що мають зв’язок із проблемами вимірювання віддалі до об'єктів і синхронізації повідомлень.
Запропоновані методи, алгоритми та принципи можуть бути використані при створенні апаратури для радіолокації, гідролокації, зв’язку та систем керування автоматизованими технологічними процесами. Вони особливо ефективні при побудові спеціалізованих процесорів для цифрової узгодженої фільтрації в режимі реального часу на основі програмованих логічних інтегральних схем. Розроблені в Академії технічно-рільничій різницеві блоки множення таких процесорів дають можливість заощадити до 50% логічних засобів та підвищити швидкодію до 37% у порівнянні з аналогічними ІКМ-структурами (акт про впровадження від 04.11.2005).
	Особистий внесок здобувача. В публікаціях, написаних самостійно або у співавторстві, дисертанту належать: в 1, 2 – розроблення методу та алгоритму узгодженої цифрової фільтрації частотно-модульованих сигналів в часовій області на основі МДІКМ; 4, 10, 12 – розроблення способу для передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі ЗДМ; 3, 8, 9 – розроблення рекомендацій щодо вибору параметрів сигналів, кодерів та фільтрів для одержання максимального значення SNR на виході цифрового узгодженого фільтра; 7, 11 – розроблення методу підвищення співвідношення сигнал/шум на виході цифрового узгодженого фільтра шляхом здійснення додаткових нелінійних операцій при обчисленні згортки; 6 – розроблення структури цифрового узгодженого фільтра на основі ЗДМ; 5, 13 – розроблення програмного забезпечення та моделювання цифрової узгодженої фільтрації.
	Апробація результатів дисертації. Основні результати роботи доповідались на міжнародних конференціях EOS/SPIE Symposium Sensors, Systems, and Next-Generation Satellites IV (Barcelona, Spain, 2000); International Conference on Trends in Communications “EUROCON’2001” (Bratislava, Slovakia, 2001); International Conference of Modern Problems of Radio Engineering, Telecommunications and Computer Science “TCSET’2002” (Lviv-Slavsk, Ukraine, 2002); International Conference “Metody i Technika Przetwarzania Sygnaіуw w Pomiarach Fizycznyh MSM’2003” (Rzeszуw, Polska, 2003); Krajowe Sympozjum Telekomunikacji “KST’2001” (Bydgoszcz, Polska, 2001); Hydroacoustics (Gdynia, Polska, 2001).
	Публікації. За темою дисертації опубліковано 13 праць, в тому числі 5 праць в наукових фахових виданнях, затверджених ВАК України, а також патент України.
	Структура та обсяг дисертації. Дисертація складається із вступу, чотирьох розділів, списку використаних джерел (94 найменування) та одного додатку. Кожен розділ містить основну частину та висновки до них. Дисертація має 146 сторінок тексту, 63 рисунки, 9 таблиць та 16 сторінок додатку. Загальний обсяг роботи 162 сторінки.

ОСНОВНИЙ ЗМІСТ РОБОТИ
У вступі обґрунтовано актуальність теми дисертації, показано зв’язок роботи з науковими програмами, планами, темами, сформульовано мету та задачі досліджень, вказані об’єкт, предмет та методи дослідження, окреслено наукову новизну та практичне значення отриманих результатів, вказано особистий внесок здобувача у результатах досліджень, на основі яких побудована дисертація, подано апробацію результатів дисертації, а також перелік публікацій, у яких висвітлені основні результати дисертаційних досліджень.
У першому розділі критикуються методи кодування різницевих сигналів, які використа–но в процесі дослідження різницевої цифрової узгодженої фільтрації в часовій області, зокрема знакова дельта-модуляція (ЗДМ), диференційна ІКМ (ДІКМ) та модифікована ДІКМ (МДІКМ). 
Встановлено, що ЗДМ формує три кодові значення, а саме: 0 – коли абсолютні різниці сусідніх відліків вхідного сигналу містяться в різницевій зоні d;  1 -  для усіх без обмежень додатних значень різниць, що перевищують d; -1 – для усіх від’ємних значень, менших за -d. 
Виявлено, що диференційна ІКМ відрізняється від ІКМ меншою розрядністю, що обумовлено меншим амплітудним діапазоном різниць в порівнянні з повними відліками сигналу.
МДІКМ на відміну від класичної ДІКМ оперує кроками квантування виключно кратними 2j. В роботі розглянуто та систематизовано різні характеристики МДІКМ, які відрізняються одна від одної параметрами нульової зони. На рис. 1 для прикладу подана одна з таких характеристик — 4-рівнева характеристика модифікованої ДІКМ із розширеною нульовою зоною, яка представляє собою залежність відносних кроків квантування si/smin від відносних величин відліків вхідного різницевого 	
Рис. 1. 4-рівнева характеристика кодера МДІКМ з розширеною нульовою зоною.	
сигналу xi/smin. Тут smin — мінімальне значення ненульового кроку квантування, {si} – множина кроків квантування МДІКМ, а {xi} – відліки вхідного різницевого сигналу.
Ненульові абсолютні значення коефіцієнтів квантування МДІКМ ri(МД) обчислюють на підставі виразу:
,                                                (1)
де с — розрядність МДІКМ.
Оскільки множина усіх кроків квантування для показаного на рис. 1 прикладу складається з додатних {0, 20smin=1smin, 21smin= =2smin, 22smin=4smin} та відповідних їм від’ємних значень {-1smin, -2smin, -4smin}, то така характеристика забезпечує кодування значно більших різниць вхідного сигналу без перевантаження кодера за крутістю у порівнянні з ДІКМ із такою ж розрядністю як МДІКМ, проте точність останньої дещо гірша.
У цьому розділі розглянуто також властивості тих сигналів, які найчастіше використовуються для виявлення їх шляхом узгодженої фільтрації. Здійснюється порівняльний аналіз частотно-модульованих (ЧМ) імпульсів, зокрема визначаються кращі з них з точки зору найвужчого амплітудного спектру, простоти апаратурної реалізації відповідного узгодженого фільтра та найбільшої стійкості до ефекту Доплера.
На основі проведеного в 1-му розділі аналізу обґрунтована доцільність розроблення методів різницевої узгодженої фільтрації широкосмугових сигналів із застосуванням ДІКМ і особливо МДІКМ для уникнення початкового та кінцевого перевантаження ДМ-кодера; дослідження впливу параметрів дискретизованих лінійних ЧМ (ЛЧМ) сигналів на результат їх цифрової узгодженої фільтрації; опрацювання нових підходів до узгодженої фільтрації шумоподібних кодових послідовностей на основі знакової ДМ.
У другому розділі показано побудову методу різницевої узгодженої цифрової фільтрації ЧМ-сигналів в часовій області з використанням ДІКМ та МДІКМ, який дає можливість уникати початкових та кінцевих перевантажень ДМ-кодера за крутістю, а також замінити операції множення на операції зсуву. Запропоновані методи підвищення SNR на виході цифрового узгодженого фільтра шляхом здійснення додаткових нелінійних операцій при обчисленні згортки. Подано розроблений спосіб виявлення шумоподібних кодових послідовностей за допомогою цифрової узгодженої фільтрації на основі знакової дельта-модуляції. Зокрема, різницева узгоджена цифрова фільтрація полягає у поданні одного з вхідних часових рядів в форматі ІКМ, а другого в форматі (М)ДІКМ. Обчислення згортки в цьому випадку здійснюється в комбінованому ДІКМ-ІКМ або МДІКМ-ІКМ форматі, а результат обчислення одержується в традиційному ІКМ форматі. Оскільки довжина імпульсної характеристики (ІХ) узгодженого фільтра дорівнює довжині ЛЧМ-сигналу, то згортку в комбінованому форматі можна описати двома різними, але рівнозначними алгоритмами в залежності від того, який з часових рядів (вхідного сигналу чи ІХ ) подано в ІКМ-форматі, а який – в (М)ДІКМ-форматі. При цьому згладжувальне вікно, яке використовують для придушення бокових пелюсток вихідного сигналу фільтра, можна накладати як на вхідний сигнал, так і на ІХ. Виходячи із потреби уникнення суттєвих енергетичних втрат ЛЧМ-сигналу, що випромінюють, більш доцільним є накладання згладжувального вікна на ІХ. Цим зумовлено використання (М)ДІКМ для подання власне ІХ, а не ЛЧМ-сигналу. ІХ з накладеним вікном {hnwn} одержується шляхом перемноження коефіцієнтів ІХ {hn} на відповідні коефіцієнти вікна {wn}. В цьому випадку згортка в комбінованому форматі має вигляд
,				(2)
де {yn} – відліки вихідного сигналу цифрового узгодженого фільтра в форматі ІКМ; {xm} – відліки вхідного ЛЧМ-сигналу x(t) в форматі ІКМ; h0w0– початковий відлік згладженої ІХ у форматі ІКМ; , , ri((М)Д, w) – відповідно мінімальний крок квантування, знак різниці та (М)ДІКМ-коефіцієнт квантування згладженої імпульсної характеристики; ; N – кількість відліків вхідного сигналу і коефіцієнтів ІХ, N=ENT(/TД),  – тривалість вхідного сигналу, TД-1=fД – частота дискретизації вхідного сигналу, ENT(∙) – ціла частина числа.
Алгоритм (2) компенсує початкове перевантаження (М)ДІКМ-кодера, оскільки оперує початковим відліком ІХ h0w0 в ІКМ форматі, однак не захищений від кінцевого перевантаження, яке може наступити, якщо останній відлік ІХ перевищує smin. Це призводить до появи шумів перевантаження за крутістю, які збільшують рівень бокових пелюсток стиснутого сигналу на виході фільтра. Крім цього наявність у правій частині (2) складової  вимагає реалізації множення двох багаторозрядних сигналів у форматі ІКМ.
Суть розробленого методу різницевої узгодженої цифрової фільтрації частотно-модульованих сигналів в часовій області з використанням (М)ДІКМ полягає у наступному: вхідний сигнал узгодженого фільтра подають за допомогою формату ІКМ, а ІХ з накладеним вікном – за допомогою формату (М)ДІКМ, вибираючи параметри ІХ, згладжувального вікна та кодера (М)ДІКМ так, щоб початковий та останній відліки згладженої ІХ не перевищували мінімальний ненульовий крок квантування smin. Завдяки цьому узгоджену фільтрацію здійснюють у комбінованому форматі (М)ДІКМ-ІКМ без перевантаження (М)ДІКМ-кодера на початкових та кінцевих ділянках ІХ. 
При застосуванні запропонованого методу початкові h0w0 та кінцеві hN-1wN-1 відліки згладженої ІХ перетворюються (М)ДІКМ-кодером в нульові значення без перевантаження останнього, а вираз (2) спрощується і отримує вигляд
.					(3)
Реалізація алгоритму (3) з використанням формату ДІКМ призводить до спрощення операцій множення за рахунок усунення повнорозрядних добутків  та зменшення розрядності коефіцієнтів ІХ, натомість у випадку МДІКМ додатково операції множення повністю замінюються на прості операції зсуву.
Для підвищення SNR на виході цифрового узгодженого фільтра в роботі запропоновано здійснювати додаткові нелінійні операції при обчисленні згортки. Суть цього методу полягає у відкиданні від’ємних значень згортки і підніманні до квадрату тільки додатних значень. При відкиданні від’ємних значень згортки можна досягти суттєвого звуження головної пелюстки, натомість піднімання до квадрату підсилює великі значення згортки, тобто головну пелюстку, при відносному послабленні малих значень, що підвищує співвідношення сигнал/шум на виході цифрового узгодженого фільтра і ще більше звужує головну пелюстку.
Теоретично можна збільшити SNR у  разів, якщо піднімати відліки вихідного сигналу фільтра до степені , що ілюструє наступний вираз 
,				(4)
де yN-1, ymax – значення відповідно головної та максимальної бокової пелюсток у вольтах. Однак, на практиці піднімання до степені >2 вимагає надто багато математичних операцій і з цієї причини на думку автора є недоцільним при апаратурній реалізації узгоджених фільтрів.
Поданий автором у 2 розділі спосіб виявлення шумоподібних кодових послідовностей з допомогою цифрової узгодженої фільтрації на основі знакової ДМ полягає у перетворенні цих послідовностей в аналогові сигнали, що за формою відрізняються від інших інформаційних сигналів, передачі аналогових сигналів каналом зв’язку, перетворенням прийнятих сигналів за допомогою ЗДМ в кодові послідовності та їх наступній узгодженій фільтрації, що дає можливість звузити частотний спектр і амплітудний діапазон синхросигналу при передачі його в суміші з аналоговими інформаційними сигналами. Алгоритм запропонованого підходу наступний. На підставі заданого N-розрядного двійкового шумоподібного коду {Bn}, B{0;1} формується часовий ряд {xn} згідно з виразом
,						(5)
де а кроки квантування  задають наступним чином
.					(6)
В найпростішому випадку е=1 і тоді еn{-1;1}.
Далі для створення неперервного сигналу застосовується лінійна інтерполяція часового ряду {xn}. Однак при апаратурній реалізації запропонованого підходу отримати сигнал з лінійною інтерполяцією практично неможливо. Він буде в більшій чи меншій мірі згладжений в залежності від інерційності ланок апаратури, через які проходить сигнал. Інерційність ланок можна трактувати як дію фільтра нижніх частот з частотою зрізу fЗР. Дія фільтра нижніх частот є корисною в сенсі зменшення смуги частот створеного сигналу, однак призводить до похибок відтворення заданої кодової послідовності.
Якщо сформований вище розглянутим способом аналоговий сигнал подати на ЗДМ-кодер з різницевою зоною 0<<е, а вихідний ЗДМ-код {dn} подати в двійковій формі, то отримаємо кодову послідовність в вигляді 011 та 11-1, а у випадку відсутності сигналу — 000. Відтворення шумоподібного коду пропонується здійснювати за допомогою ЗДМ-кодера першого рангу.
Виявлення шумоподібного коду здійснюється шляхом цифрової фільтрації отриманого ЗДМ-коду в часовій області на основі згортки:
.						(7)
Тут {yn} – відліки згортки, а hm{-1;1} – вагові коефіцієнти ІХ. У даному випадку арифметичне множення для ЗДМ трансформується в логічну операцію “І”.
У третьому розділі на основі комп’ютерного моделювання подано результати цифрової УФ широкосмугових сигналів та шумоподібних кодових послідовностей у часовій області у форматах ІКМ-ІКМ, (М)ДІКМ-ІКМ та ЗДМ-ЗДМ. Наведено рекомендації щодо вибору параметрів ДМ та ІКМ, а також початкових параметрів сигналів з метою отримання максимального значення SNR на виході цифрового узгодженого фільтра.
В якості широкосмугового сигналу при моделюванні використано ЛЧМ-радіоімпульс, після дискретизації якого із частотою fД обчислювався часовий ряд {xn} в форматі ІКМ:
.					(8).
Тут f=f2-f1 – девіація частоти, f1, f2 – початкова та кінцева частоти ЛЧМ-сигналу, і і 0 – відповідно тривалість та початкова фаза ЛЧМ-сигналу, період дискретизації TД при f1<<f2 вибирався згідно критерію Найквіста fДfН і задавався за допомогою відношення fД/f2 у вигляді TД=(f2fД/f2)-1, n, N=ENT(і/TД) - кількість відліків сигналу та ІХ. Однак, на практиці застосовують ЛЧМ-сигнали із несучими частотами fc>>f. Для зниження частоти дискретизації fД і відповідно зменшення числа відліків цих сигналів у дисертації застосовано метод смугової дискретизації.
Особливу увагу в роботі приділено коротким сигналам (сигнали із добутком fi<40), бо параметри саме таких сигналів найбільше впливають на результати їх ЦУФ. 
Відліки згладженої імпульсної характеристики змодельованого цифрового узгодженого фільтра знаходились згідно виразу:
hn(w)=xN-1-nwn.						(9)
У дисертаційній роботі для досліджень використано декілька згладжувальних вікон: Хемінга, Гауса, Блекмана, Блекмана-Гаріса, 4-и, 6-и та 10-и членні вікна Тейлора, а також прямокутне вікно.
Результати фільтрації у комбінованому форматі (М)ДІКМ-ІКМ порівнювалися з аналогічними результатами в форматі ІКМ-ІКМ, які одержували на підставі виразу 
.					(10)
Відхилення отриманих результатів ЦУФ у форматі (М)ДІКМ-ІКМ від еталонних, обчислених 32-розрядним процесором комп’ютера у форматі ІКМ-ІКМ, оцінювалися за допомогою нормованої середньоквадратичної похибки фільтрації  згідно з виразом:
.				(11)
Тут yn(I), yn((M)Д) – відліки сигналу на виході цифрового узгодженого фільтра відповідно для ІКМ-ІКМ та (М)ДІКМ-ІКМ форматів; Dy(I) – дисперсія сигналу {yn(I)}.
Окрім  для порівняння результатів цифрової УФ у ІКМ-ІКМ та у (М)ДІКМ-ІКМ форматах використано співвідношення сигнал/шум на виході цифрового узгодженого фільтра.
Для визначення ефективності запропонованих у дисертації методів використано також тривалість головної пелюстки, яка визначалася на рівні –40дБ.
Більшість результатів, описаних в дисертації, отримано на основі припущення, що прийнятий ЛЧМ-сигнал і ІХ фільтра строго синхронізовані. Насправді ж між відліками сигналу та ІХ завжди існує випадковий часовий зсув tзс, розподілений рівномірно в інтервалі tзс[-0,5Tд; 0,5Tд]. При дослідженнях впливу tзс на результат ЦУФ ЛЧМ-сигналу, його дискретизували із збільшеною частотою fД'=10fД, що призводило до відповідного зростання числа відліків . 
Для дослідження ЦУФ шумоподібних кодових послідовностей із застосуванням формату ЗДМ використано 13-розрядний код Баркера 0000011001010 і 24-розрядний код Неймана-Гофмана 000001110011101010110110. Формування аналогового сигналу із даних шумоподібних кодових послідовностей під час моделювання відбувалося на підставі виразу (5), а кроки квантування еn задавались згідно (6). Відновлювались шумоподібні кодові послідовності за допомогою ЗДМ-кодера першого рангу. Дослідження ЦУФ в часовій області у форматі ЗДМ здійснювалося за допомогою моделювання алгоритму (7).
Опис результатів комп’ютерного моделювання для коротких ЛЧМ-сигналів в цьому розділі здійснюється на прикладі сигналу з тривалістю i=2.5мкс, девіацією частоти f=15МГц і відповідно добутком fi=37.5.
1)	Автором встановлено, що співвідношення між головною та боковими пелюстками в великій мірі залежить від частоти дискретизації fД ЛЧМ-сигналу та його початкової фази 

Рис. 2. Залежність SNR від початкової фази 0 ЛЧМ-сигналу та відносної частоти дискретизації fД/f2 для додатних значень згортки.	0. Для прикладу на рис. 2 показана двовимірна залежність SNR від початкової фази 0 та відносної частоти дискретизації fД/f2 короткого ЛЧМ-сигналу при використанні тільки додатних значень згортки. На ІХ накладено вікно Хемінга. Збільшення частоти дискретизації у порівнянні із частотою Найквіста fН призводить до загального зменшення SNR. Натомість для початкової фази існує оптимальне значення, при якому досягається максимум SNR. Для наведеного прикладу SNR досягає максимального значення 57дБ при початковій фазі 0=100 і частоті дискретизації fД=fН. Таке значення SNR значно перевищує теоретично можливе (43 дБ) для	
такого самого аналогово сигналу навіть при значно більших добутках fi. Це пояснюється тим, що максимальні значення бокових пелюсток можна усунути з вихідного сигналу цифрового узгодженого фільтра за рахунок його прорідження, обумовленого дискретизацією. Тому результати ЦУФ можна суттєво покращувати шляхом підбору fД та 0.
2)	Початкова частота f1 ЛЧМ-сигналу також впливає на SNR. Цей вплив залежить від добутку fi і з його збільшенням вплив стає менш помітним. На рис. 3 показана залежність оптимальної в сенсі максимуму SNR початкової частоти f1 від величини добутку fi при використанні вікна Гауса, початковій фазі 0=1,7рад, а також fД=fН. Із цього рисунку видно, що найбільші зміни оптимальної початкової частоти f1 відбуваються при малих значеннях fi, що накладає жорсткі вимоги на формування коротких 	
Рис. 3. Залежність оптимальної початкової частоти f1 
від добутку fi 	
частотно-модульованих сигналів. Для інших згладжувальних вікон залежність початкової частоти f1 від добутку fi має аналогічний характер.
3)	Вплив нелінійних операцій на результат узгодженої фільтрації ілюструють рис. 4-7. На рис. 4а показано результат ЦУФ короткого ЛЧМ-сигналу при використанні як додатних так і від’ємних значень згортки та накладанні прямокутного вікна на імпульсну характеристику. За таких умов SNR=22дБ, а тривалість стиснутого сигналу на рівні ‑40дБ становить 294нс, що добре видно на рис. 4б у розширеному мірилі.
На рис. 5а показано для порівняння результат ЦУФ цього ж сигналу при усуненні від’ємних значень згортки Як видно з цього рисунку, застосування такої нелінійної операції призвело до збільшення співвідношення сигнал/шум до 45дБ і зменшення тривалості головної пелюстки до 114нс (рис. 5б).

Рис. 4. Додатні і від’ємні значення згортки сигналу	
Рис. 5. Тільки додатні значення згортки сигналу	
Дію операції піднімання до квадрату вихідного сигналу фільтра демонструють рис. 6 та 7. Тут для прикладу вибрано короткий ЛЧМ-сигнал з початковою фазою 0=60, а на  ІХ накладено вікно Хемінга. Піднімання до квадрату здійснюється тільки для додатних значень згортки.
На рис. 6а,б показано в різних мірилах вихідний сигнал фільтра після усунення усіх відємних значень згортки. З цих рисунків видно, що SNRmax=31дБ, а головна пелюстка на рівні –40дБ має ширину 80нс.

Рис. 6. Додатні значення вихідного
сигналу фільтра 	
Рис.7. Нелінійно підсилені додатні значення вихідного сигналу фільтра	
Піднімання до квадрату вищеописаного сигналу (рис.7а,б) призвело до зниження рівня бокових пелюсток до –62дБ і звуження головної пелюстки на рівні –40дБ до 50нс (відбулось збільшення SNR вдвічі і звуження головної пелюстки на 47.5%).
4)	Вплив розрядності коротких ЛЧМ-сигналів на результат їх цифрової узгодженої фільтрації у форматі ІКМ‑ІКМ для різних вікон показано за допомогою табл. 1. Ці 
Таблиця 1
Залежність SNR від розрядності даних
Згладжувальне вікно
SNR, дБ
сІКМ

Прямокутне, ±
SNRmax
30
10

SNRmax -3дБ
27
4

Прямокутне, +
SNRmax
43
10

SNRmax -3дБ
40
6

Гауса, ±
SNRmax
48
11

SNRmax -3дБ
45
7

Тейлора-4, ±
SNRmax
49
8

SNRmax -3дБ
46
7

Тейлора-6, ±
SNRmax
50
9

SNRmax -3дБ
47
8

Хемінга, ±
SNRmax
49
9

SNRmax -3дБ
46
7

Тейлора-10, ±
SNRmax
50
9

SNRmax -3дБ
47
8

Блекмана, ±
SNRmax
50
10

SNRmax -3дБ
47
9

Блекмана-Гаріса, ±
SNRmax
50
11

SNRmax -3дБ
47
8

	результати отримано для оптимальних в сенсі максимуму SNR початкових частот f1 і фаз 0 при частоті дискретизації fД=fН. В табл. 1 для кожного вікна подано мінімальну розрядність, при якій досягається максимально можливе SNRmax а також розрядність, при якій SNR погіршується не більше ніж на 3дБ. Знаком ± позначено результати, отримані для додатних і від’ємних значень згортки, знаком + — тільки для додатних значень. Виходячи із результатів, поданих у табл. 1 можна зробити висновок, що при практичному застосуванні доцільно вибрати розрядність ІКМ сІКМ=8. При такій розрядності для більшості вікон SNR на виході цифрового узгодженого фільтра в порівнянні із максимально можливим понижується не більше, ніж на 3дБ.
5)	Вплив розрядності різницевих ЛЧМ-сигналів на результат їх цифрової узгодженої фільтрації у комбінованому форматі ІКМ-(М)ДІКМ відрізняється від того, який 	
спостерігається у форматі ІКМ-ІКМ. Зокрема встановлено, що при розрядності ІХ cМДІКМ2 та fД[f2; 6f2] неможливо отримати результати узгодженої фільтрації, близькі до отриманих у форматі ІКМ-ІКМ, що обумовлено великими перевантаженнями дельта-кодерів за крутістю. Натомість зростання МДІКМ-розрядності не завжди провадить до помітного покращення результату ЦУФ. Так, розрядність 3 у більшості випадків дає змогу уникнути перевантаження кодера за крутістю і отримати придатні для багатьох практичних задач значення SNR, які при цьому будуть близькими до отриманих у ІКМ-ІКМ форматі. Така 
розрядність забезпечується описаними у дисертації 4-рівневими МДІКМ-характеристиками (див. рис. 1). Подальше збільшення кількості рівнів МДІКМ супроводжується зменшенням малих кроків квантування МДІКМ-характеристики, залишаючи незмінними максимальні кроки, величини яких визначають в основному похибки квантування. Тому використання розрядності cМДІКМ>3 практично вже не сприяє збільшенню значення SNR на виході цифрового фільтра, що підтверджується результатами комп’ютерного моделювання ЦУФ у комбінованому форматі МДІКМ-ІКМ для усіх розглянутих у дисертації ЛЧМ-сигналів.
6)	Відхилення результатів ЦУФ у різницевому форматі МДІКМ-ІКМ від результатів у форматі ІКМ-ІКМ показано на рис. 8 за допомогою нормованої середньоквадратичної	
Рис. 8. Залежність нормованої середньоквадратичної похибки ЦУФ  від fД/f2 та  для комбінованого формату MДІКМ-ІКМ	
похибки ЦУФ  в залежності від відносних змін частоти дискретизації сигналу fД/f2 та мінімального кроку квантування , де s(I) – крок квантування ІКМ. Круті ділянки цієї залежності обумовлені значними перевантаженнями дельта-кодера за крутістю, а плавне зростання  на плоскій ділянці зі збільшенням  викликане посиленням шумів квантування. Натомість зменшення  зі зростанням частоти дискретизації за відсутності перевантаження кодера обумовлене збільшенням числа відліків ЛЧМ-сигналу. На підставі аналізу похибок ЦУФ в різницевих форматах можна стверджувати, що використання 4-рівневої характеристики МДІКМ для ЦУФ ЛЧМ-сигналів є доцільним для створення швидкодіючих цифрових узгоджених фільтрів. Така характеристика при частотах дискретизації fД(67)f2 дає можливість одержати результати ЦУФ, кращі в порівнянні з 7-розрядною ІКМ і незначно гірші від 8-розрядної ІКМ або ж 4-розрядної ДІКМ (погіршення SNR не перевищує 3дБ).
7)	Вплив часового зсуву між відліками вхідного сигналу та ІХ фільтра, що обумовлений випадковим часом надходження відбитого ЛЧМ-сигналу, проявляється в зміні SNR на виході цифрового фільтра. Цей вплив є найбільш помітним при частоті Найквіста (fД=fН) і може викликати зміни SNR до 15дБ, але вже при частотах дискретизації fД4f2 часовий зсув практично не впливає на SNR. В зв'язку з цим негативні наслідки часового зсуву між відліками сигналу та ІХ можна зменшити, якщо збільшувати частоту дискретизації ЛЧМ-сигналу, що в кінцевому результаті зменшує смугу частот оброблюваного сигналу і не дає змоги використати потенційні можливості ЦУФ при низьких частотах дискретизації. Натомість негативний вплив випадкового часового зсуву при частотах дискретизації fД<4f2, можна зменшити структурними методами, що описано в 4-у розділі дисертації.
8)	Компютерне моделювання запропонованого методу передачі та виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі ЗДМ виявило ряд особливостей, які необхідно враховувати при практичній реалізації цього методу. Зокрема було встановлено, що коди, в яких число одиниць не дорівнює числу нулів, не дають можливості отримати відомі з літератури результати узгодженої фільтрації, що обумовлено кінцевим перевантаженням ЗДМ-кодера. З цієї причини для правильного відтворення кодової послідовності останню необхідно формувати з використанням однакового числа нулів і одиниць. При виборі різницевої зони  слід враховувати вплив на неї згладжувальної фільтрації аналогового сигналу, одержаного з двійкової кодової послідовності. При відношенні частоти зрізу fЗР фільтра нижніх частот до частоти дискретизації fД рівному fЗР/fД=0.5 надійне виявлення шумоподібного коду забезпечується, коли  знаходиться в проміжку [10;40]% від абсолютного значення кроку квантування еn.
В четвертому розділі описано структури пристроїв, які розроблені на основі запропонованих в дисертації підходів, зокрема пристрій для зменшення негативного впливу випадкового часового зсуву між відліками сигналу та ІХ узгодженого фільтра, пристрій для передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі ЗДМ, а також блоки множення в різницевих форматах, що входять в склад спеціалізованих процесорів для цифрового оброблення сигналів.
1)	Для досягнення високого SNR на виході цифрового узгодженого фільтра при частотах дискретизації ЛЧМ-сигналу близьких до частоти Найквіста (fД<4f2) в роботі запропоновано застосувати багатоканальний фільтр, який дає змогу зменшити негативні наслідки випадкового часового зсуву між відліками сигналу та ІХ. Такий багатоканальний фільтр реалізується на основі двох різних структур в залежності від того, який із часових рядів (ЛЧМ-сигнал чи ІХ фільтра) подані в різницевому форматі. На рис. 9 показана для прикладу структурна схема багатоканального узгодженого фільтра для випадку, коли відбитий ЛЧМ-сигнал подають у різницевому форматі (М)ДІКМ, а ІХ – у форматі ІКМ. Пристрій містить дискретизатор аналогового сигналу *SW, алгебраїчний суматор SM, квантувач, суматор з накопиченням S, двійковий кодер ДК, що разом утворюють (М)ДІКМ-кодер, а також демультиплексор DMX, блок постійної пам’яті ROM, М узгоджених фільтрів УФ1—УФМ і екстремальні аналізатори ЕА1 та ЕА2. Частоту дискретизації fД' ЛЧМ-сигналу у випадку багатоканального фільтра необхідно збільшувати в М разів в порівнянні з одноканальним фільтром (fД'=МfД).
Багатоканальний узгоджений фільтр діє наступним чином. Аналоговий сигнал x(t) поступає на вхід (М)ДІКМ-кодера, на виході якого (вихід двійкового кодера ДК) отримуємо різницевий код. Отриманий двійковий код розподіляється (проріджується) демультиплексором DMX таким чином, що на k-ий фільтр, k поступають в 
Рис. 9. Структурна схема багатоканального узгодженого фільтра при поданні ІХ у форматі ІКМ	послідовному коді k-і групи відліків ,,,...,, кожна з яких зсунена відносно сусідніх на +tзс або -tзс. На інші входи усіх узгоджених фільтрів із блоку постійної пам’яті ROM поступають у паралельному коді однакові вагові коефіцієнти ІХ  у форматі ІКМ.
Скомпресовані сигнали {yn(k)} на виходах узгоджених фільтрів також зсунені один відносно другого на величину tзс. Сигнали	
{yn(k)} поступають на М входів паралельного екстремального аналізатора ЕА1, який визначає і запам’ятовує найбільше значення згортки серед усіх отриманих на протязі одного періоду дискретизації ТД=1/fД. Одержану таким чином згортку подають на вхід послідовного екстремального аналізатора ЕА2, який порівнює її з максимальним результатом ЦУФ, визначеним на основі аналізу усіх попередніх значень згорток. Більша з двох згорток запам’ятовується для наступних порівнянь, в результаті чого після закінчення прийому ЛЧМ-сигналу на виході пристрою буде присутній сигнал yn max з максимальним значенням. Незважаючи на загальне збільшення частоти дискретизації в М разів, окремий канальний фільтр за рахунок прорідження вхідного часового ряду працює з частотою, близькою до частоти Найквіста, натомість зсув між відліками вхідного сигналу і ІХ зменшується в М разів, що дає можливість суттєво зменшити негативний вплив такого зсуву.
2)	Структура пристрою для передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі ЗДМ подана на рис. 10, а часові діаграми його роботи на рис. 11. При описі рис. 11 прийнято, що між сигналами, які оброблюються різними блоками даного пристрою часовий зсув відсутній.

Рис. 10. Пристрій для передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі ЗДМ
Пристрій складається з передавальної та приймальної частин. Передавальна частина містить цифро-аналоговий перетворювач D/A, фільтр низьких частот та підсилювач аналогового сигналу. Приймач складається з ЗДМ-кодера першого рангу ЗК та узгодженого фільтра УФ, ІХ якого є дзеркальним відображенням заданої шумоподібної кодової послідовності.
Запропонований пристрій працює наступним чином. N-розрядний двійковий шумоподібний код {Bn}, B{-1;1} (рис. 11а, для прикладу тут обрано код Неймана-Гофмана з N=24), поступає на цифро-аналоговий перетворювач D/A, де відбувається його перетворення в квантований неперервний сигнал xn (рис. 11б) згідно з виразом (5). Сформований таким чином сигнал xn подається на вхід фільтра низьких частот, де із його спектра видаляються високочастотні складові (рис. 11в). Згладжений сигнал xn(З) через 

Рис. 11. Часові діаграми роботи пристрою для передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі знакової дельта-модуляції	підсилювач поступає в канал зв’язку.
У приймальній частині сигнал xn(З) з виходу каналу зв’язку поступає на вхід ЗДМ-кодера, де з аналогового сигналу відтворюється задана шумоподібна послідовність {Bn} в форматі ЗДМ {dn} (рис.11г). На виході цифрового узгодженого фільтра отримуємо вузький пік при повному співпадінні цієї послідовності з ІХ фільтра.
Описаний пристрій для передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі ЗДМ є особливо ефективним тоді, коли існують обмеження на пропускну смугу частот при передачі синхронізуючих сигналів в 	
суміші з аналоговими інформаційними сигналами.
3)	Запропоновані в дисертаційній роботі різницеві підходи до цифрової узгодженої фільтрації були застосовані в Академії технічно-рільничій (АТР), Польща для розроблення ряду блоків різницевого множення з використанням форматів МДІКМ. Ці структури в складі спеціалізованих процесорів для цифрового оброблення сигналів були реалізовані на програмованих логічних інтегральних схемах (FPGA - Field Programmable Gate Array) фірми Xiling. Опрацьовані в АТР блоки множення є економічнішими (заощадження логічних елементів до 50%) та більш швидкодіючими (до 37%) в порівнянні з аналогічними ІКМ-структурами.

ВИСНОВКИ
В дисертаційній роботі розв’язано актуальну наукову задачу створення методів, алгоритмів та засобів для різницевої цифрової узгодженої фільтрації широкосмугових та кодових сигналів в часовій області, які дозволяють підвищити співвідношення сигнал/шум на виході фільтрів та скоротити число математичних операцій спеціалізованих процесорів таких фільтрів і тим самим спростити їх структуру. При цьому отримано наступні результати:
1.	Розроблено метод та алгоритм різницевої узгодженої цифрової фільтрації частотно-модульованих сигналів в часовій області з використанням модифікованої ДІКМ, які дають можливість уникнути початкових та кінцевих перевантажень кодера ДМ за крутістю, а також замінити операції множення на операції зсуву при обчисленні згортки вхідного сигналу з імпульсною характеристикою фільтра, що спрощує структуру узгодженого фільтра без погіршення його швидкодії. 
2.	Розроблено різницевий метод передачі і виявлення синхронізуючих сигналів у вигляді шумоподібних кодових послідовностей шляхом перетворення цих послідовностей в аналогові сигнали, які відрізняються від інших інформаційних сигналів за формою, передачі аналогових сигналів каналом зв’язку, перетворення прийнятих сигналів за допомогою знакової дельта-модуляції в кодові послідовності та їх наступної узгодженої фільтрації. Цей метод дає можливість звузити частотний спектр і амплітудний діапазон синхросигналу при передачі його в суміші з аналоговими інформаційними сигналами.
3.	Проаналізовано вплив параметрів оцифрованих частотно-модульованих сигналів, кодерів ДМ та фільтрів на результат цифрової узгодженої фільтрації в часовій області. Показано, що при цифровій фільтрації коротких сигналів на відміну від аналогової фільтрації, на співвідношення сигнал/шум на виході фільтра суттєво впливають початкові фаза і частота оцифрованого сигналу. Вироблено рекомендації щодо вибору параметрів сигналів, кодерів ДМ та фільтрів з метою отримання максимального співвідношення між головною та боковими пелюстками на виході узгодженого фільтра.
4.	Розроблено метод підвищення співвідношення сигнал/шум скомпресованого сигналу на виході цифрового узгодженого фільтра шляхом здійснення додаткових нелінійних операцій при обчисленні згортки у часовій області, які полягають у відкиданні від’ємних значень згортки та підніманні до квадрату додатних значень. Ці операції дають можливість у кілька раз звузити ширину головної пелюстки скомпресованого сигналу в порівнянні з шириною цієї ж пелюстки, отриманої традиційним способом. 
5.	Розроблені алгоритми різницевої цифрової узгодженої фільтрації програмно реалізовані в середовищі DELPHI. Створено програми для імітаційного моделювання різницевих цифрових узгоджених фільтрів, які дають можливість аналізувати вплив параметрів сигналів, фільтрів та кодерів ДМ з різними характеристиками на співвідношення сигнал/шум скомпресованого сигналу.
6.	Запропоновано ефективні структури різницевих цифрових узгоджених фільтрів для системи передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі ЗДМ і для багатоканального фільтра на основі (М)ДІКМ. Останній дає можливість зменшити негативний вплив випадкового часового зсуву між відліками сигналу та імпульсної характеристики на результат цифрової узгодженої фільтрації.

СПИСОК ОПУБЛІКОВАНИХ ПРАЦЬ
1.	Погрибной В.А., Рожанковский И.В., Лозинский В.И. Согласованная фильтрация в комбинированных форматах для цифровой локации // Известия высших учебных заведений “Радиоэлектроника”, Київ, 2003. - Том 46, №12 – C.3-11.
2.	Погрібний В.О., Рожанківський І.В., Лозинський В.І., Лютовскі З. Компресія частотно-модульованих сигналів у змішаних форматах // Міжвідомчий збірник наукових праць “Відбір і обробка інформації”, 2002. - №17(93) - C.35-41.
3.	Погрібний В.О., Рожанківський І.В., Лозинський В.І. Цифрова узгоджена фільтрація частотно-модульованих сигналів у часовій області // Вісник Національного університету “Львівська політехніка” “Радіоелектроніка та телекомунікації”, 2002. - №443. – С.105-111. 
4.	Погрібний В.О., Рожанківський І.В., Лозинський В.І. Виявлення шумоподібних кодів з проміжним перетворенням в аналоговий сигнал // Вісник Національного університету “Львівська політехніка” “Автоматизація виробничих процесів у машинобудуванні та приладобудуванні”, 2001. - №36. – С.107-112. 
5.	Рожанківський І.В., Лозинський В.І. Вплив часового зсуву між відліками сигналу та імпульсної характеристики на результат цифрової узгодженої фільтрації // Міжвідомчий науково-технічний збірник “Автоматизація виробничих процесів у машинобудуванні та приладобудуванні”, 2004. - №38. – 95-100с.
6.	Деклар. пат. 59785 A, Україна МПК H03M3/00. Спосіб передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі знакової дельта-модуляції та пристрій для його реалізації / Погрібний В.О. (Польща), Рожанківський І.В., Лозинський В.І. (Україна). - №20021210186; Заявл. 17.12.2002. Опубл. 15.09.2003, Бюл. №9. – С.3.
7.	W. Pogribny, I. Rozhankivsky, V. Lozynsky, Digital Matching filtration of Chirp-Signals in Time Domain, Proceedings of the International Conference of Modern Problems of Radio Engineering, Telecommunications and Computer Science “TCSET’2002”, Lviv-Slavsk, Ukraine, 2002. – Р.215-218.
8.	W. Pogribny, I. Rozhankiwsky, Z. Drzycimski, A. Milewski, V. Lozynsky, Differential processing of location signals in time domain, Abstract book of the EOS/SPIE Symposium Sensors, Systems, and Next-Generation Satellites IV, Barcelona, Spain, 2000. -#4169-28. – Р.54.
9.	W. Pogribny, I. Rozhankiwsky, Z. Drzycimski, A. Milewski, V. Lozynsky, Differential processing of location signals in time domain, Proceedings of the EOS/SPIE Symposium Sensors, Systems, and Next-Generation Satellites IV, Barcelona, Spain, 2000. –Vol. 4169 – Р.337-347.
10.	W. Pogribny, I. Rozhankiwsky, V. Lozynsky, Differential filtration of noise-like signals for synchronization tasks, Proceedings of International Conference on Trends in Communications “Eurocon”, Bratislava, Slovakia, 2001. – Vol.2/2, Р.349-352.
11.	W. Pogribny, I. Rozhankiwsky, A. Milewski, V. Lozynsky, Studying the exactitude of digital matching filtration of widepass location signals, Hydroacoustics Annual Journal, Gdynia, Poland, 2001. –Vol. 4 – Р.209-212.
12.	W. Pogribny, I. Rozhankivsky, V. Јozynsky, Identyfikacja kodуw szumopodobnych z wykorzystaniem modulacji znakowej delta, Krajowe Sympozjum Telekomunikacji 2001, t.B, ITPW, Warszawa, Polska, 2001. - S.268-273.
13.	V. Lozynsky, The matching filtration on the basis of differential PCM // Proceedings of the International Conference “Metody i Technika Przetwarzania Sygnaіуw w Pomiarach Fizycznyh MSM’2003”, Rzeszуw, Poland, 2003 – S.193-201.

АНОТАЦІЯ
Лозинський В. І. Узгоджена цифрова фільтрація широкосмугових та кодових сигналів в часовій області з використанням різниць. – Рукопис. 
Дисертація на здобуття наукового ступеня кандидата технічних наук за спеціальністю 05.13.05-елементи та пристрої обчислювальної техніки та систем керування. Національний університет “Львівська політехніка”. - Львів, 2007.
Дисертація присвячена дослідженню узгодженої цифрової фільтрації широкосмугових та кодових сигналів в часовій області з використанням різниць. В дисертації розроблено метод різницевої узгодженої цифрової фільтрації частотно-модульованих сигналів в часовій області шляхом використання модифікованої ДІКМ (МДІКМ) для подання імпульсної характеристики узгодженого фільтра; запропоновано метод для передачі і виявлення шумоподібних кодових послідовностей на основі знакової ДМ; досліджено вплив параметрів оцифрованих сигналів, кодерів та фільтрів на SNR на виході цифрового узгодженого фільтра; запропоновано підходи до підвищення SNR на виході цифрового узгодженого фільтра шляхом здійснення додаткових нелінійних операцій при обчисленні згортки; були розвинуті принципи побудови ефективних структур для різницевої узгодженої цифрової фільтрації із застосуванням знакової ДМ та (М)ДІКМ.
Ключові слова: цифрова узгоджена фільтрація, різницеві методи, ДІКМ, модифікована ДІКМ, знакова ДМ.

SUMMARY
Lozynsky Vasyl I. Digital matching filtration of wideband and coded signals in time domain using the differences. - Manuscript.
Thesis on competition of a candidate scientific degree of engineering science on a speciality 05.13.05 – elements and devices of computer techniques and control systems. National University “Lvivska Polytechnica”. - Lviv, 2007.
The thesis is dedicated to researching of digital matching filtration of wideband and coded signals in time domain using the differences. In thesis a method of differential matching digital filtration of chirp-signals in time domain using modified DPCM (MDPCM) for representation of pulse response of matching filter is developed; method for transmission and revealing of noise-like coded sequences on the basis of sign DM is proposed; on the basis of developed algorithms the influence of parameters of digital signals, coders and filters on SNR on the exit of digital matching filter is researched; for the first time approaches for increasing of SNR on the exit of digital matching filter with the help of committing additional non-linear operations are proposed when convolution is calculated; got further development principles of design of effective structures for differential matching digital filtration using sign DM and (M)DPCM.
Key words: digital matching filtration, differenced methods, DPCM, modified DPCM, sign DM.

АННОТАЦИЯ
Лозинский В. И. Согласованная цифровая фильтрация широкополосных и кодовых сигналов во временной области с использованием разностей. - Рукопись.
Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук по специальности 05.13.05 – элементы и приборы вычислительной техники и систем управления. Национальный университет “Львовская политехника”. - Львов, 2007.
Диссертация посвящена исследованию цифровой согласованной фильтрации широкополосных и кодовых сигналов во временной области с использованием разностей. В диссертационной работе решена актуальная научная задача создания методов, алгоритмов и средств разностной цифровой согласованной фильтрации широкополосных и кодовых сигналов во временной области, которые позволяют увеличить SNR на выходе фильтров и сократить число математических операций специализированных процессоров таких фильтров и тем самым упростить их структуру. При этом получены следующие результаты:
Разработан метод и алгоритм разностной согласованной цифровой фильтрации частотно-модулированных сигналов во временной области с использованием модифицированной ДИКМ, которые позволяют избежать начальных и конечных перегрузок кодера ДМ по крутизне, а также заменить операции умножения на операции сдвига при вычислении свёртки входного сигнала с импульсной характеристикой фильтра.
Разработан метод передачи и выявления шумоподобных кодовых последовательностей путём преобразования их в аналоговые сигналы, передачи аналоговых сигналов каналом связи, преобразования принятых сигналов с помощью знаковой ДМ в кодовые последовательности и их последующей согласованной фильтрации. При этом сужается частотный спектр и амплитудный диапазон синхросигнала при передаче его в смеси с аналоговыми информационными сигналами.
Проанализировано влияние параметров оцифрованных частотно-модулированных сигналов, кодеров ДМ и фильтров на результат цифровой согласованной фильтрации во временной области. Выработаны рекомендации относительно выбора параметров сигналов, кодеров ДМ и фильтров с целью получения максимального значения SNR на выходе согласованного фильтра.
Разработан метод увеличения SNR на выходе фильтра путём использования дополнительных нелинейных операций при вычислении свёртки. Этот метод позволяет существенно сузить ширину главного лепестка сжатого сигнала. 
Предложены структуры разностных цифровых согласованных фильтров для системы передачи и выявления шумоподобных кодовых последовательностей на основе ЗДМ и для многоканального фильтра на основе (М)ДИКМ.
Ключевые слова: цифровая согласованная фильтрация, разностные методы, ДИКМ, модифицированная ДИКМ, знаковая ДМ.